雙管反激式拓?fù)洌簯?yīng)對(duì)未來SMPS設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)的創(chuàng)新解決方案

- FAN6920：臨界導(dǎo)通模式 (CRM) PFC和準(zhǔn)諧振PWM組合IC

- FAN7382：高側(cè)驅(qū)動(dòng)器IC

- FAN6204：同步整流控制器

下面介紹工作原理和解決方案的優(yōu)勢(shì)

在PFC級(jí)中使用CRM PFC來提高進(jìn)入PWM級(jí)的輸出電壓。在小于200W的功率范圍內(nèi)，首選CRM PFC，因其具有零電流開關(guān)和零二極管反向恢復(fù)損耗的優(yōu)點(diǎn)。此外，F(xiàn)AN6920具有兩級(jí)PFC輸出電平，這樣可以在低AC輸入期間使用更低的PFC輸出電平，以提高低壓輸入效率。

在PWM級(jí)中有兩個(gè)功率開關(guān)管來控制能量輸送時(shí)間，它們的開/關(guān)定時(shí)順序是一致的，控制信號(hào)由PFC/PWM組合控制器發(fā)出[1] [2]。還使用了兩個(gè)能夠鉗位PWM開關(guān)管的最高額定電壓的循環(huán)二極管，它還能夠再利用泄漏電感能量，以提高系統(tǒng)效率。這樣可以省去主緩沖器，簡(jiǎn)化電路并降低系統(tǒng)成本。此外，該級(jí)采用準(zhǔn)諧振模式工作，能夠保持PWM開關(guān)管在最小漏-源電壓導(dǎo)通，這樣可在PWM級(jí)減少大量的開關(guān)損耗。另一方面，這種拓?fù)渚哂懈鼘挼妮斎腚妷?PFC輸出電壓)范圍，因此，調(diào)整PFC輸出電壓有益于改善PFC級(jí)的效率。

在整流級(jí)使用一個(gè)整流二極管來傳導(dǎo)和整流輸出電流，然后生成一個(gè)至負(fù)載的直流輸出電壓。然而，整流二極管正向?qū)〞r(shí)會(huì)產(chǎn)生正向電壓降，該電壓降造成了整流損耗并嚴(yán)重影響總體效率。為了進(jìn)一步減小這種損耗以及由此而產(chǎn)生的發(fā)熱問題，選擇使用一種低導(dǎo)通阻抗(RDS-ON) MOSFET作為有源器件——同步整流器(SR)來完成整流?？梢酝ㄟ^SR控制器(例如FAN6204 [3])來完成同步整流MOSFET的驅(qū)動(dòng)和控制。

II. 雙管反激拓?fù)?mdash;— 基本工作原理和設(shè)計(jì)要點(diǎn)

A. PFC級(jí)

如前所述，PFC級(jí)工作于臨界導(dǎo)通模式，因而開關(guān)頻率會(huì)隨輸出負(fù)載的變化而改變。在大負(fù)載下，頻率降低，而輕負(fù)載條件下頻率變高。因此，PFC開關(guān)管的開關(guān)損耗成為整個(gè)系統(tǒng)的關(guān)鍵因素，尤其是在輕負(fù)載條件下。參看圖2，當(dāng)PFC開關(guān)管斷開時(shí)，PFC開關(guān)管的漏極電壓升高，該電壓被鉗位在PFC輸出電壓，直至升壓電感器電流耗盡。

圖2 PFC功率開關(guān)管的主要波形

在電感電流泄放至零時(shí)，圖2中仍然能夠看到工作波形，這時(shí)PFC開關(guān)管的漏極電壓開始共振并降低，在達(dá)到最低值時(shí)，PFC控制器可以使PFC開關(guān)管導(dǎo)通，然后再開始一個(gè)新的開關(guān)周期。如果PFC輸出電壓設(shè)置為低，輸入電壓亦處于低電平。如果滿足如下等式(1)，PFC開關(guān)管能夠在非常低的漏極電壓或者達(dá)到ZVS時(shí)導(dǎo)通。這對(duì)于改善PFC級(jí)的效率是非常有益的。

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圖3是不同的PFC輸出電壓設(shè)置下得出的PFC級(jí)效率。由于開關(guān)頻率高，通過設(shè)置較低的輸出電壓，可以改善輕負(fù)載期間的PFC級(jí)的開關(guān)效率。在圖3中可以清楚地看到20W輸出功率的結(jié)果：通過降低PFC輸出電壓，可以得到超過4%的效率提升。

圖3 115VAC下不同PFC輸出電壓下PFC級(jí)的效率比較

B. PWM級(jí)

在本文的PWM級(jí)中，使用雙管反激轉(zhuǎn)換器作為主DC/DC轉(zhuǎn)換器，在適配器中產(chǎn)生穩(wěn)定的直流輸出電壓。圖4(A)和(B)所示為該轉(zhuǎn)換器的簡(jiǎn)化線路及其詳細(xì)的關(guān)鍵波形圖。通過使用準(zhǔn)諧振控制器(例如：FAN6920 [1])，可以在最低的漏源電平來導(dǎo)通PWM開關(guān)管，因?yàn)楫?dāng)PWM變壓器電流泄放至零，PWM開關(guān)管的漏 – 源電容與變壓器電感發(fā)生諧振，開關(guān)的漏 – 源電壓諧振并降低。控制器檢測(cè)到電壓達(dá)到谷底，則將PWM開關(guān)管導(dǎo)通。在PWM開關(guān)管斷開過程中，漏 – 源電壓為次級(jí)繞組的反射加輸入電壓，如下式表示：

(A) 雙管反激

(B) 雙管反激的主要波形圖

參見圖4 (C)，在斷開周期的開始，變壓器的漏感在PWM開關(guān)上產(chǎn)生電壓峰值，使漏極電壓升至VIN電壓，然后鉗位在該電平。因此，在PWM開關(guān)管導(dǎo)通過程中儲(chǔ)存的漏感能量可以通過兩個(gè)途徑釋放。一是釋放給PWM漏 – 源電容，進(jìn)行充電并由該電壓將漏極電壓提高至VIN( 參見等式2)。通過兩個(gè)循環(huán)二極管D1和D2釋放和循環(huán)至VIN。所以變壓器的匝數(shù)比和VIN電平(PFC輸出電壓)會(huì)影響循環(huán)周期和百分比。

(C) PWM開關(guān)管斷開時(shí)放大的波形圖

圖4 雙管反激轉(zhuǎn)換器及其主要波形圖

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C. PWM變壓器的匝數(shù)比考慮因素

比較不同的匝數(shù)比并觀察其對(duì)PWM級(jí)的影響情況。圖5 (A)和(B)為不同匝數(shù)比(N=11和12)情況下，低側(cè)PWM開關(guān)管的漏 – 源電壓測(cè)量波形。

圖5 (A)和(B)中存在幾種不同的系統(tǒng)表現(xiàn)情況。設(shè)置更高的匝數(shù)比可以獲得更多的深谷底切換，這有利于減小PWM開關(guān)管的損耗。另一點(diǎn)就是提高匝數(shù)比可以使得循環(huán)周期變得更長。測(cè)量的波形存在著明顯的不同。匝數(shù)比越高，可以循環(huán)利用更多的漏感能量，而不是將能量浪費(fèi)在為PWM開關(guān)管的漏 – 源電容充電。圖5(C) 顯示不同匝數(shù)比情況下流過二極管D1和D2的循環(huán)電流。

(A) 匝數(shù)比=11

(B) 匝數(shù)比=12

(C) 匝數(shù)比為11和12時(shí)的循環(huán)電流。

圖5 雙管反激拓?fù)涞臏y(cè)量波形

另一點(diǎn)，提高匝數(shù)比后，次級(jí)均方根電流會(huì)增大。根據(jù)各種應(yīng)用情況，應(yīng)予以考慮并在PWM開關(guān)管損耗和次級(jí)整流損耗之間進(jìn)行優(yōu)化。

由于循環(huán)二極管的問題，這種PWM拓?fù)涞氖褂么嬖谝恍┚窒?。在PWM開關(guān)管斷開期間，主繞組上的電壓被鉗位在VIN。如果次級(jí)繞組電壓低于輸出電壓目標(biāo)值(VIN/N < VO)，輸出電壓將下降并鉗位在VIN/N，在關(guān)斷周期內(nèi)，儲(chǔ)存在變壓器內(nèi)的大部分能量釋放至VIN。這樣，在VIN電壓被充電恢復(fù)至高于N×VO之前，會(huì)引起輸出電壓失控的情況。所以在PWM開關(guān)管的關(guān)斷周期內(nèi)，要使VLP電壓小于VIN電壓(不含電壓峰值)。

D. PWM級(jí)綠色工作模式

“能源之星”外置電源(ENERGY STAR EPS)2.0版已經(jīng)發(fā)布，并已在2008年11月生效。表1給出了能源之星對(duì)不同額定功率的詳細(xì)規(guī)定。為了滿足要求，多年前就已經(jīng)開發(fā)和使用綠色工作模式。尤其是反激轉(zhuǎn)換器，這是一種受歡迎的拓?fù)?，在消費(fèi)產(chǎn)品電源和小于100W的電源中得到廣泛應(yīng)用。對(duì)于反激轉(zhuǎn)換器，綠色工作模式能夠有效降低控制器的工作電流、系統(tǒng)功耗并改善輕負(fù)載效率。然而，雙管反激轉(zhuǎn)換器也能夠利用這些綠色技術(shù)使系統(tǒng)受益。

表 1 無負(fù)載條件下的能耗標(biāo)準(zhǔn) (EPS v2.0)

圖6 反饋電壓(VFB) 對(duì)比TOFF-MIN的曲線

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I. 整流級(jí)

比較肖特基二極管(FYP2006DN) [4] 和MOSFET (FDP5800) [5]，在相同的導(dǎo)通電流下，可計(jì)算出大約有0.6V左右的正向電壓差異(參見圖7和圖8)。因?yàn)檎螂妷航等Q于它的導(dǎo)通電流，由于整流二極管是無源元件，很容易在電源系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)，而同步整流則需要額外的定時(shí)驅(qū)動(dòng)線路。

圖7 肖特基二極管的特性曲線(FYP2006DN，左)和漏極電流對(duì)比源 - 漏導(dǎo)通電阻RDS(ON). (FDP5800，右)的曲線

III. 實(shí)驗(yàn)：90W/19V小型適配器

選擇一種90W/19V小型適配器(參見圖10)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證可行性并顯示性能。如表2所示，采用綠色工作模式，能夠滿足能源之星EPS 2.0版本(ENERGY STAR EPS version 2.0)的無負(fù)載功耗要求，輸入功率低于200mW。此外，圖11和圖12是90W雙管QR反激和90W單開關(guān)管QR反激拓?fù)渲g的效率比較，雙管QR反激的效率高于單開關(guān)管QR反激的效率，平均效率超過90%(包含輸出電纜)。

圖10 一種90W/19V小型適配器

表 2 無負(fù)載和輕負(fù)載條件下的功耗 (90W/19V)

圖11 雙管準(zhǔn)諧振反激和單管準(zhǔn)諧振反激之間的效率比較(90W/19V小型適配器，包含輸出電纜AWG18-1.2m)

IV. 結(jié)論

與單開關(guān)管反激拓?fù)湎啾?，雙管反激拓?fù)涞男蕛?yōu)于單開關(guān)管反激，初級(jí)端開關(guān)管處的電壓應(yīng)力小，沒有緩沖電路。相比LLC拓?fù)洌p管反激拓?fù)湟子谠O(shè)計(jì)并便于量產(chǎn)，設(shè)計(jì)時(shí)間更短并且在輕負(fù)載條件下具有更高的效率。雙管準(zhǔn)諧振反激拓?fù)渚哂械痛龣C(jī)功耗，有助于整個(gè)系統(tǒng)通過EuP 2.0規(guī)范(待機(jī)功耗<0.5W)。所以，雙管準(zhǔn)諧振反激拓?fù)涫俏磥砀咝?、小體積應(yīng)用的理想解決方案。