電流模式控制DC/DC轉(zhuǎn)換器中的電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

摘 要： 應(yīng)用于手機(jī)等通信電子產(chǎn)品電源系統(tǒng)的電流模式控制DC /DC轉(zhuǎn)換器芯片， 要求具有高性能電流檢測(cè)電路。設(shè)計(jì)了一個(gè)高精度的電流檢測(cè)電路， 基于華潤(rùn)上華CSMC 0. 5 um B iCMOS工藝庫(kù)， 利用Cadence Spectre軟件進(jìn)行電路仿真， 經(jīng)仿真得知所設(shè)計(jì)的電路電流取樣精度達(dá)到1 000：1, 具有很高的采樣精度。該電流檢測(cè)電路性能良好， 已經(jīng)成功應(yīng)用于一款電流模式控制DC /DC轉(zhuǎn)換器芯片的設(shè)計(jì)之中。

電流檢測(cè)電路是電流模式控制所必需的， 通過(guò)檢測(cè)功率開關(guān)管上的電流， 然后輸出一個(gè)電流感應(yīng)信號(hào)與斜坡補(bǔ)償信號(hào)進(jìn)行疊加并轉(zhuǎn)換成一個(gè)電壓信號(hào)， 再與誤差放大器的輸出進(jìn)行比較， 從而實(shí)現(xiàn)電流模式開關(guān)轉(zhuǎn)換器電流內(nèi)環(huán)的控制。其實(shí)現(xiàn)方法有很多種， 常見的有兩種， 一種是與功率管串聯(lián)一個(gè)電阻Rsen,另一種是與功率管并聯(lián)一個(gè)并聯(lián)檢測(cè)管復(fù)制比例電流， 并聯(lián)檢測(cè)管復(fù)制比例電流的檢測(cè)方法， 又有兩種主要的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)， 一種是采用運(yùn)放的結(jié)構(gòu)， 另一種是利用反饋的方式。如果采用運(yùn)放， 顯然會(huì)增加電路的復(fù)雜性， 而且也會(huì)增加功耗。本文根據(jù)具有反饋控制電流源的原理來(lái)設(shè)計(jì)電流檢測(cè)電路中的反饋網(wǎng)絡(luò)。

1 反饋控制電流源的原理

電路原理圖及電流源動(dòng)態(tài)特性曲線如圖1( a)、( b)所示。根據(jù)電流源的特性曲線， 偏置電路中各相關(guān)元件的電流特性只有線性與非線性電流源相結(jié)合才可能有唯一的交點(diǎn)(原點(diǎn)除外)， 這樣才能保證偏置電路有唯一穩(wěn)定的工作點(diǎn)。

圖1 具有反饋控制的電流源的原理圖

設(shè)電阻上的壓降為VR, M3 管的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓為△， 由M3、M4 電流相等的條件， 得到：

由此解出：

其中， VR = VGS3 - V GS4, 因此VGS的壓差決定了電阻上所形成的微電流， 即輸出電流I0 滿足的非線性關(guān)系為：

由此解出的輸出電流已與電源電壓無(wú)關(guān)。

2 電流檢測(cè)電路的具體電路設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

根據(jù)前面的分析， 可以看出， R 固定時(shí)， 當(dāng)圖1所示的電路可以提供唯一的偏置偏流。但是在電流檢測(cè)電路中， 由于電感電流一直在變， 很顯然， 固定的電阻不再適用， 將圖1 的改進(jìn)電路運(yùn)用到電流檢測(cè)電路中， 如圖2所示， 圖中電阻用工作在線性區(qū)的MOS管MR 代替。

圖2 改進(jìn)型具有反饋控制電流源的電流檢測(cè)電路

工作在線性區(qū)的MOS 管， 其導(dǎo)通電阻rON可由下式得出：

可以看出， rON與V GS - VTH成反比， 因此電阻值會(huì)隨著VGS的變化而變化， 這樣不同的電阻值形成的非線性電流源與電流鏡結(jié)合， 就會(huì)有不同的穩(wěn)定工作點(diǎn)。因此， 在整個(gè)工作中， 對(duì)于一直變化的電感電流， 偏置電路是通過(guò)改變電阻值而達(dá)到不同的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定狀態(tài)。

為了達(dá)到電路檢測(cè)的精確度， 本文用帶反饋控制、電阻值可變的電流源來(lái)代替復(fù)雜的運(yùn)放。

圖2所示電流檢測(cè)電路中， MP、MN 為功率管，M1 與M4、M2 與M5 的W/L相同， VP 為MP 的控制信號(hào)， MPS用作開關(guān)， 其W/L比較大， 具有低導(dǎo)通電阻。在電流模DC /DC 轉(zhuǎn)換器中， 反饋控制環(huán)路只需檢測(cè)MP 功率管導(dǎo)通時(shí)的電流， 因此， 為降低功耗， 可控制電流檢測(cè)電路只在MP 功率管導(dǎo)通時(shí)工作， 即只檢測(cè)電感充電階段的電流， 而在MP 功率管截止時(shí)， 電流檢測(cè)電路不工作， 進(jìn)而有效地減小了功率損耗。

當(dāng)VP 為低電平時(shí)， MP 導(dǎo)通， MPS作開關(guān)也導(dǎo)通，并且可以看作近似短路， 進(jìn)而流過(guò)MPS的電流也可以忽略， 因此MP、M1 的VDS近似相同， 流過(guò)MP 的電流被鏡像復(fù)制至M1。MP 與M1 的W/L成比例， 且比例系數(shù)較大， 因此檢測(cè)到的電流與MP 中的電流成比例， 同時(shí)遠(yuǎn)小于MP 中的電流。

下面分析VB 與VA 的關(guān)系。假設(shè)在某個(gè)時(shí)刻，VB 的電位高于VA, 則VDS4 < VDS1, M4 中的電流I4 小于M1 中的電流I1, 而VDS5 > VDS2, 要求I5 > I2, 這使得在同一支路中I4 I5, 顯然不太可能， 所以VB 會(huì)與VA 相同， 且保持相同的動(dòng)態(tài)變化。因此， M1 中的電流被再次鏡像至M4, 而且， 由于反饋控制電流源的作用， VA 處的任何微小變化都會(huì)強(qiáng)迫VB 也有相同的變化， 保證了電流檢測(cè)的精度。[!--empirenews.page--]

根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求， 電流檢測(cè)的比例應(yīng)該為K = 1 000：1, 電路圖中給出了各級(jí)電流復(fù)制的比例，由于電流檢測(cè)電路采用帶反饋控制、電阻值可變的電流源結(jié)構(gòu)， 可以得到VA 等于VB, 又由于設(shè)置M1,M4, 和M7 的寬長(zhǎng)比相等， 根據(jù)MOS 電流公式可以得到：

檢測(cè)精度和速度是電流檢測(cè)電路兩個(gè)重要的指標(biāo)。由于每個(gè)檢測(cè)周期的開始階段， 電流檢測(cè)電路處于啟動(dòng)狀態(tài)， 所以Is 都有一段啟動(dòng)時(shí)間。這個(gè)時(shí)間主要由電路中M9、M10管的寄生電容決定， 當(dāng)兩管的寬度和長(zhǎng)度比較小時(shí)， 啟動(dòng)時(shí)間很短， 相反， 啟動(dòng)時(shí)間會(huì)變長(zhǎng)。為了保證電流檢測(cè)的精度， M9、M10兩管的L 不能太小， 現(xiàn)取1 um。

3 仿真結(jié)果

通過(guò)仔細(xì)調(diào)整MP 管和M1 管的參數(shù)， 設(shè)置為MP 管的寬長(zhǎng)比為5 000 um /1 um, M1 管的寬長(zhǎng)比為5 um /1um。其他管子的參數(shù)參見電路圖上的比例復(fù)制標(biāo)注。通過(guò)在在Cadence軟件中的spe tre仿真設(shè)計(jì)工具下， 采用CSMC 0. 5 m CMOS工藝在25℃進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

下圖3給出電流檢測(cè)電路的仿真結(jié)果。

圖3 電流檢測(cè)電路的仿真波形

從輸出波形的測(cè)量可知， 當(dāng)電感電流IL 最大值如A 點(diǎn)測(cè)得的479. 55 A 時(shí)， 檢測(cè)電流Is 最大值如B點(diǎn)測(cè)得的486. 81 A, 基本上滿足了：

故所設(shè)計(jì)的電流檢測(cè)電路能很好滿足設(shè)計(jì)要求。

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種適用電流模式的DC /DC 轉(zhuǎn)換器芯片的電流檢測(cè)電路， 通過(guò)利用有反饋控制電流源的原理來(lái)設(shè)計(jì)電流檢測(cè)電路中的反饋網(wǎng)絡(luò)。通過(guò)仿真驗(yàn)證可知所設(shè)計(jì)的電路性能良好， 采樣精度達(dá)到1 000：1, 完全滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。