電源反饋光耦CTR過大，過??？到底有何影響？
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1.摘要
近來， LLC拓撲以其高效，高功率密度受到廣大電源設計工程師的青睞，但是這種軟開關拓撲對MOSFET的要求卻超過了以往任何一種硬開關拓撲。特別是在電源啟機，動態(tài)負載，過載，短路等情況下。CoolMOS 以其快恢復體二極管，低Qg 和Coss能夠完全滿足這些需求并大大提升電源系統(tǒng)的可靠性。
長期以來， 提升電源系統(tǒng)功率密度，效率以及系統(tǒng)的可靠性一直是研發(fā)人員面臨的重大課題。 提升電源的開關頻率是其中的方法之一， 但是頻率的提升會影響到功率器件的開關損耗，使得提升頻率對硬開關拓撲來說效果并不十分明顯，硬開關拓撲已經達到了它的設計瓶頸。而此時，軟開關拓撲，如LLC拓撲以其獨具的特點受到廣大設計工程師的追捧。但是… 這種拓撲卻對功率器件提出了新的要求。
2. LLC 電路的特點
LLC 拓撲的以下特點使其廣泛的應用于各種開關電源之中：
1. LLC 轉換器可以在寬負載范圍內實現零電壓開關。
2. 能夠在輸入電壓和負載大范圍變化的情況下調節(jié)輸出，同時開關頻率變化相對很小。
3. 采用頻率控制，上下管的占空比都為50%.
4. 減小次級同步整流MOSFET的電壓應力，可以采用更低的電壓MOSFET從而減少成本。
5. 無需輸出電感，可以進一步降低系統(tǒng)成本。
6. 采用更低電壓的同步整流MOSFET, 可以進一步提升效率。
3. LLC 電路的基本結構以及工作原理
圖1和圖2分別給出了LLC諧振變換器的典型線路和工作波形。如圖1所示LLC轉換器包括兩個功率MOSFET（Q1和Q2），其占空比都為0.5;諧振電容Cr,副邊匝數相等的中心抽頭變壓器Tr,等效電感Lr,勵磁電感Lm,全波整流二極管D1和D2以及輸出電容Co。
圖1 LLC諧振變換器的典型線路
圖2 LLC諧振變換器的工作波形
而LLC有兩個諧振頻率，Cr, Lr 決定諧振頻率fr1; 而Lm, Lr, Cr決定諧振頻率fr2。
系統(tǒng)的負載變化時會造成系統(tǒng)工作頻率的變化，當負載增加時， MOSFET開關頻率減小， 當負載減小時，開關頻率增大。
3.1 LLC諧振變換器的工作時序
LLC變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理如下。
1）〔t1,t2〕
Q1關斷，Q2開通，電感Lr和Cr進行諧振，次級D1關斷，D2開通，二極管D1約為兩倍輸出電壓，此時能量從Cr, Lr轉換至次級。直到Q2關斷。
2）〔t2,t3〕
Q1和Q2同時關斷，此時處于死區(qū)時間， 此時電感Lr, Lm電流給Q2的輸出電容充電，給Q1的輸出電容放電直到Q2輸出電容的電壓等于Vin.
次級D1和D2關斷 Vd1=Vd2=0, 當Q1開通時該相位結束。
3）〔t3,t4〕
Q1導通，Q2關斷。D1導通， D2關斷， 此時Vd2=2Vout
Cr和Lr諧振在fr1, 此時Ls的電流通過Q1返回到Vin,直到Lr的電流為零次相位結束。
4）〔t4,t5〕
Q1導通， Q2關斷， D1導通， D2關斷，Vd2=2Vout
Cr和Lr諧振在fr1, Lr的電流反向通過Q1流回功率地。 能量從輸入轉換到次級，直到Q1關斷該相位結束
5）〔t5,t6）
Q1,Q2同時關斷， D1,D2關斷， 原邊電流I（Lr+Lm）給Q1的Coss充電， 給Coss2放電， 直到Q2的Coss電壓為零。 此時Q2二極管開始導通。 Q2開通時相位結束。
6）〔t6,t7〕
Q1關斷，Q2導通，D1關斷， D2 開通，Cr和Ls諧振在頻率fr1, Lr 電流經Q2回到地。 當Lr電流為零時相位結束。
3.2 LLC諧振轉換器異常狀態(tài)分析
以上描述都是LLC工作在諧振模式， 接下來我們分析LLC轉換器在啟機， 短路， 動態(tài)負載下的工作情況。
3.21 啟機狀態(tài)分析
通過LLC 仿真我們得到如圖3所示的波形，在啟機第一個開關周期，上下管會同時出現一個短暫的峰值電流Ids1 和Ids2. 由于MOSFET Q1開通時會給下管Q2的輸出電容Coss充電，當Vds為高電平時充電結束。而峰值電流Ids1和Ids2也正是由于Vin通過MOSFET Q1 給Q2 結電容Coss的充電而產生。
圖3 LLC 仿真波形
我們將焦點放在第二個開關周期時如圖4,我們發(fā)現此時也會出現跟第一個開關周期類似的尖峰電流，而且峰值會更高，同時MOSFET Q2 Vds也出現一個很高的dv/dt峰值電壓。那么這個峰值電流的是否仍然是Coss引起的呢？ 我們來做進一步的研究。
圖4 第二個開關周期波形圖
對MOSFET結構有一定了解的工程師都知道，MOSFET不同于IGBT,在MOSFET內部其實寄生有一個體二極管，跟普通二極管一樣在截止過程中都需要中和載流子才能反向恢復， 而只有二極管兩端加上反向電壓才能夠使這個反向恢復快速完成， 而反向恢復所需的能量跟二極管的電荷量Qrr相關， 而體二極管的反向恢復同樣需要在體二極管兩端加上一個反向電壓。在啟機時加在二極管兩端的電壓Vd=Id2 x Ron. 而Id2在啟機時幾乎為零，而二極管在Vd較低時需要很長的時間來進行反向恢復。如果死區(qū)時間設置不夠，如圖5所示高的dv/dt會直接觸發(fā)MOSFET內的BJT從而擊穿MOSFET.
圖5
通過實際的測試，我們可以重復到類似的波形，第二個開關周期產生遠比第一個開關周期高的峰值電流，同時當MOSFET在啟機的時dv/dt高118.4V/ns. 而Vds電壓更是超出了600V的最大值。MOSFET在啟機時存在風險。
圖6
3.22 異常狀態(tài)分析
下面我們繼續(xù)分析在負載劇烈變化時，對LLC拓撲來說存在那些潛在的風險。
在負載劇烈變化時，如短路，動態(tài)負載等狀態(tài)時，LLC電路的關鍵器件MOSFET同樣也面臨著挑戰(zhàn)。
通常負載變化時LLC 都會經歷以下3個狀態(tài)。我們稱之為硬關斷， 而右圖中我們可以比較在這3個時序當中，傳統(tǒng)MOSFET和CoolMOS內部載流子變化的不同， 以及對MOSFET帶來的風險。
時序1, Q2零電壓開通，反向電流經過MOSFET和體二極管， 此時次級二極管D2開通，D1關段。
-傳統(tǒng)MOSFET此時電子電流經溝道區(qū)，從而減少空穴數量
-CoolMOS此時同傳統(tǒng)MOSFET一樣電子電流經溝道，穴減少，不同的是此時CoolMOS 的P井結構開始建立。
時序2, Q1和Q2同時關斷，反向電流經過MOSFETQ2體二極管。
Q1和Q2關斷時對于傳統(tǒng)MOSFET和CoolMOS來說內部電子和空穴路徑和流向并沒有太大的區(qū)別。
時序3, Q1此時開始導通，由于負載的變化， 此時MOSFET Q2的體二極管需要很長的時間來反向恢復。當二極管反向恢復沒有完成時MOSFET Q2出現硬關斷， 此時Q1開通，加在Q2體二極管上的電壓會在二極管形成一個大電流從而觸發(fā)MOSFET內部的BJT造成雪崩。
-傳統(tǒng)MOSFET此時載流子抽出，此時電子聚集在PN節(jié)周圍， 空穴電流擁堵在PN節(jié)邊緣。
-CoolMOS的電子電流和空穴電流各行其道， 此時空穴電流在已建立好的P井結構中流動，并無電子擁堵現象。
綜上， 當LLC電路出現過載，短路，動態(tài)負載等條件下， 一旦二極管在死區(qū)時間不能及時反向恢復， 產生的巨大的復合電流會觸發(fā)MOSFET內部的BJT使MOSFET失效。
有的 CoolMOS采用Super Juction結構， 這種結構在MOSFET硬關斷的狀態(tài)下， 載流子會沿垂直構建的P井中復合， 基本上沒有側向電流， 大大減少觸發(fā)BJT的機會。
4. 如何更容易實現ZVS
通過以上的分析，可以看到增加MOSFET的死區(qū)時間，可以提供足夠的二極管反向恢復時間同時降低高dv/dt, di/dt 對LLC電路造成的風險。但是增加死區(qū)時間是唯一的選擇么？下面我們進一步分析如何夠降低風險提升系統(tǒng)效率。
圖7
對于LLC 電路來說死區(qū)時間的初始電流為
而LLC能夠實現ZVS必須滿足
而最小勵磁電感為
根據以上3個等式，我們可以通過以下三種方式讓LLC實現ZVS.
第一， 增加Ipk.
第二， 增加死區(qū)時間。
第三， 減小等效電容Ceq即Coss.
從以上幾種狀況，我們不難分析出。增加Ipk會增加電感尺寸以及成本，增加死區(qū)時間會降低正常工作時的電壓，而最好的選擇無疑是減小Coss,因為減小無須對電路做任何調整，只需要換上一個Coss相對較小MOSFET即可。
5. 結論
LLC 拓撲廣泛的應用于各種開關電源當中，而這種拓撲在提升效率的同時也對MOSFET提出了新的要求。不同于硬開關拓撲，軟開關LLC諧振拓撲，不僅僅對MOSFET的導通電阻（導通損耗），Qg（開關損耗）有要求，同時對于如何能夠有效的實現軟開關，如何降低失效率，提升系統(tǒng)可靠性，降低系統(tǒng)的成本有更高的要求。CoolMOS，具有快速的體二極管，低Coss,有的可高達650V的擊穿電壓，使LLC拓撲開關電源具有更高的效率和可靠性。
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