高效綠色降壓型開關(guān)電源控制器設計方案

摘要：本文提出了一種綠色模式降壓型功率集成開關(guān)電源控制器設計方案。該方案采用了Burst/ PWM 多模式調(diào)制技術(shù)，控制變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM 模式，而當負載降低到一定程度時，自動切換到Burst 模式并以降低的恒定頻率工作。 其主要優(yōu)點是減少了開關(guān)損耗， 又不增加片外濾波器的設計復雜度。

0引言

降壓型集成開關(guān)電源控制器廣泛應用于各類便攜式設備中。 近年來，隨著電池供電的便攜式設備，如手機、MP3 播放器、PDA 等性能的提高和功能的日趨豐富，對于開關(guān)電源的效率提出了越來越高的要求。

為提高效率和減少片外元器件， 目前應用的Buck變換器通常集成了功率開關(guān)和同步整流開關(guān)。 同時， 為減小片外電感元件的尺寸以適應便攜式設備的應用，開關(guān)頻率往往設置為幾兆甚至更高的數(shù)量級。 由此帶來的問題是，當變換器工作在輕載條件下， 開關(guān)損耗就變成了主要的功率損耗。 而便攜式設備恰恰常工作于待機狀態(tài)即輕載工作狀態(tài)下，輕載效率對于延長電池的使用壽命至關(guān)重要。 因此，提高輕載效率的問題受到了高度關(guān)注。

解決上述問題的一種常見方法是在輕載情況下降低開關(guān)頻率，從而使得變換器的效率保持在與重載近似的水平上。 這種技術(shù)有PFM/ PWM 多模式調(diào)制、共柵驅(qū)動等，但是它們有一個共同的缺點：開關(guān)頻率隨負載調(diào)制，這使片外濾波器的設計變得相當復雜。

本文提出的綠色模式降壓型功率集成開關(guān)電源控制器芯片采用了Burst/ PWM 多模式調(diào)制技術(shù)，控制變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM 模式，而當負載降低到一定程度時，自動切換到Burst 模式并以降低的恒定頻率工作。 其主要優(yōu)點是減少了開關(guān)損耗， 又不增加片外濾波器的設計復雜度。 此外，Burst 模式還可以根據(jù)應用的需要，由用戶控制使能或禁止。 并且在模式轉(zhuǎn)換過程中，采用雙基準法實現(xiàn)模式轉(zhuǎn)換的平滑過渡和負載遲滯。 同時，芯片引入片上電流檢測技術(shù)以取代傳統(tǒng)的電阻電流檢測， 在一定程度上減少了功耗。 功率開關(guān)和同步整流開關(guān)的集成也簡化了片外應用電路的設計。

1系統(tǒng)設計

本文提出的綠色模式降壓型開關(guān)電源控制器是一個恒定頻率工作、峰值電流控制模式的Buck 變換器，輸出電壓經(jīng)由片外分壓電阻反饋調(diào)節(jié)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)均由片上集成。 系統(tǒng)原理如圖1 所示。

圖1 系統(tǒng)原理圖

1.1 峰值電流PWM控制模式

DC2DC 變換器的控制策略主要有電壓型控制和電流型控制兩種。 與電壓型控制相比，電流型控制策略因具有較好的線性調(diào)整率和較為簡單的補償電路等優(yōu)點而被廣泛采用。

作者提出的綠色模式Buck 變換器在重載條件下工作時，采用峰值電流PWM 控制策略。 通常，根據(jù)電感電流檢測方法的不同，電流型控制又可分為平均電流控制、峰值電流控制、模擬電流控制等不同模式，其中峰值電流控制模式因?qū)斎腚妷汉洼敵鲐撦d變化的瞬態(tài)響應快、具有瞬時峰值電流限流功能等優(yōu)點，應用最為廣泛。

峰值電流控制環(huán)路主要由電流環(huán)和電壓環(huán)構(gòu)成。 控制環(huán)路的工作過程由圖2 所示。 圖中：

V sense = Vin - KIsense （1）

式中 V in是輸入電源電壓；V sense 是電流檢測模塊檢測到的電壓信號；Isense是檢測模塊檢測到的與電感電流成比例的信號。 另外，圖2 中的V peak 信號即為受電壓環(huán)控制的預期要達到的與電感電流峰值相對應的電壓信號。

在每個周期開始時，由時鐘上升沿置位主RS 觸發(fā)器，功率開關(guān)打開，變換器進入充電階段，電感電流上升， Isense 上升而V sense 下降。 當電感電流達到峰值， 即V sense達到V peak時，電流比較器（ Icomp ） 的輸出復位RS 觸發(fā)器控制功率開關(guān)關(guān)斷。 這就是電流環(huán)的工作過程。 而電感電流的峰值主要由電壓環(huán)控制。 具體地說，當反饋電壓下降到基準以下時，誤差放大器（ EA） 輸出上升，限制電流上升峰值的V peak 電壓隨之下降，于是功率開關(guān)的開啟占空比增大，輸出電壓上升，反之亦然。 其中反饋電壓是由輸出電壓經(jīng)過電阻分壓得到的。

在功率開關(guān)關(guān)斷的時間間隔內(nèi)， 傳統(tǒng)的降壓型Buck 變換器采用肖特基二極管作為續(xù)流二極管。 因此，當肖特基二極管導通時，它的導通壓降（典型值013V）引起的功率損耗將是不可避免的。 為了減少導通損耗，引入了同步整流技術(shù)。 同步整流即采用一個同步功率開關(guān)代替整流二極管。 當同步整流開關(guān)導通時，導通電阻一般在100mΩ 以下，以1A 負載為例，此時的導通損耗近似為011W;而對于導通電壓為013V 的肖特基二極管，損耗近似為013W. 可見在中小功率的應用當中，同步整流可以有效地提高開關(guān)電源變換器的效率。

由于同步整流開關(guān)和肖特基二極管之間工作方式的差異，需同時引入一些控制電路和保護電路。

首先，在功率開關(guān)和同步整流開關(guān)兩個開關(guān)轉(zhuǎn)換的瞬間，必須設置一個死區(qū)時間（anti2shoot2thru） 來防止兩個開關(guān)同時導通導致輸入電源短路。 在死區(qū)時間內(nèi)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)都關(guān)斷，此時電流由同步整流開關(guān)上寄生的二極管續(xù)流，所以在合理范圍內(nèi)死區(qū)時間越短就越能減少功耗，一般設計在 10ns 左右（1MHz 工作頻率下） .

其次，同步整流開關(guān)不像肖特基二極管那樣只能單向?qū)щ?，當變換器工作在斷續(xù)電流模式下，在下一個周期開始之前，同步整流開關(guān)上的電流就已經(jīng)下降到零并反向，此時，電感電流反向相當于從負載抽電流，導致能量的浪費以及變換器效率的降低。 因此必須設計一個防止同步整流開關(guān)電流反向的檢測電路（ rever se） 來檢測電流方向。 本設計是利用檢測SW 點的電壓，當電壓從負變正時，反向電流比較器控制同步整流開關(guān)關(guān)斷。

1.2 Burst 控制模式

在輕載情況下，這個多模式開關(guān)電源控制器還可以控制變換器工作在Burst 模式。 在這種模式下，功率開關(guān)根據(jù)負載情況連續(xù)工作幾個周期再關(guān)斷幾個周期，因此可以有效地減少開關(guān)損耗和降低靜態(tài)功耗。 對于便攜式設備應用來說，輕載情況下的變換器效率是一項非常重要的指標，因此Bur st 控制模式必不可少。 Burst模式工作過程如圖3所示。

1.3 模式轉(zhuǎn)換

在多模式控制的變換器中，由于在輕重載條件下采用不同的控制策略，會在負載變化和模式切換的時候產(chǎn)生一些問題：一是當負載電流正好在所設定的模式切換點附近波動時，會使變換器在兩種工作模式間反復切換，極容易造成工作狀態(tài)不穩(wěn)定；二是在模式切換的瞬間會產(chǎn)生較大的過沖電壓，導致器件損壞。 這是多模式變換器普遍存在的一個嚴重缺陷。 針對這一缺陷，本文提出一種雙基準解決方案，即對PWM 模式和Bur st 模式采用不同的基準電壓，這樣不但可以實現(xiàn)如前所述的模式切換過程中的遲滯功能，且可抑制一部分過沖電壓。 模式切換時的工作原理如圖4所示。

圖4 模式切換時的工作原理

在Bur st 工作模式中，控制器控制輸出電壓略高于PWM 工作模式中的輸出電壓，設計中，Bur st 下限高于EA 基準的016 % ,上限高于EA 基準的117 %. 當負載較重時，變換器工作在PWM 模式，當負載下降到一定值時，電感電流的峰值不再隨著負載的變化而變化，輸出電壓上升，直到達到Bur st 比較器上限時才會控制功率開關(guān)關(guān)斷，變換器進入到Burst 工作模式。 類似，當負載從輕載變到重載，電感電流峰值需要隨著負載變化而調(diào)整時，輸出電壓下降，直到達到EA 基準變換器才回到PWM 工作模式。 這就相當于在模式切換的負載條件之間形成了一個遲滯窗口，窗口的下限是EA 基準，上限是Bur st 比較器上限。 另一方面，設置兩個基準，還可以在模式轉(zhuǎn)換時提供一個電壓余量，起到抑制過沖電壓的作用。

2片上電流檢測

片上電流檢測就是把檢測電感電流的功能集成到控制芯片內(nèi)部，尤其對于功率集成的控制器來說，其意義就顯得更為重要也較易實現(xiàn)，且采用片上電流檢測有利于有效簡化外圍應用電路的設計。

電流檢測可以根據(jù)檢測電路的不同位置分為高邊檢測和低邊檢測，對于Buck 電路來說，若檢測對象是流過功率開關(guān)的電流，多采用高邊檢測；但若檢測對象是流過同步整流開關(guān)的電流，就需采用低邊檢測。 以高邊檢測為例，傳統(tǒng)的檢測方法是利用一個小電阻與功率開關(guān)串聯(lián)來檢測流過功率開關(guān)的電流。 但受到工藝的限制，小電阻的阻值精度通常是很低的，且會占用較多的芯片面積。 尤其在低電壓供電的系統(tǒng)中，檢測電阻上的損耗和檢測精度都是嚴重的問題。 因此，本文采用了一種基于電流鏡結(jié)構(gòu)的片上電流檢測技術(shù)，與傳統(tǒng)的電阻檢測方法相比，它的精度較高，功率損耗小。

電流檢測電路主要有兩個功能模塊，一是功率開關(guān)電流檢測模塊，二是峰值電流箝位模塊。

功率開關(guān)電流檢測的基本電路原理如圖5 所示。 主要采用電流鏡結(jié)構(gòu)，用一個與功率開關(guān)成一定比例的MOS 管來鏡像功率開關(guān)的電流。 圖中PM_P 是功率開關(guān)，NM_P 是同步整流開關(guān)。 PMOS 管PM0 和PM_P組成一個簡單電流鏡結(jié)構(gòu)。 運算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS電壓相等，它是一個兩級折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，具有較大的帶寬和較快的響應速度，以達到較高的檢測精度和較大的電流檢測范圍。

PM1 的作用是防止當同步整流開關(guān)通時，CSA + 端短路到地。 如果在功率開關(guān)關(guān)斷的時候CSA + 短路到地，則每個周期功率開關(guān)開始打開的時候，CSA + 需要較長的恢復時間，會影響檢測精度。 另一方面，功率開關(guān)導通時是工作在線性區(qū)，因此PM0 和PM_ P 的V DS電壓差對電流鏡的鏡像精度影響較大，所以PM1 必須具有較小V DS值，可以適當?shù)卦龃笏膶掗L比。

在設計中，取PM0 和PM_ P 的寬長比的比值為1 ∶3000 ,因此流過PM0 和PM_ P 的電流比值也為1 ∶3000. 可得檢測電壓V IL 為：

其中6; IL 為流過功率開關(guān)的電流，也直接反映了電感電流的信息。

峰值電流箝位電路原理如圖6 所示，該電路同時也是電壓環(huán)和電流環(huán)的結(jié)合點。 圖中V IL 即為（2） 式中定義，V sense和V peak即為圖3 中所定義。

當變換器工作在重載條件下時，誤差放大器的輸出較高，NM0 導通，V peak 值就會受EA 輸出的調(diào)節(jié)。 假設NM0 導通時工作在飽和區(qū)，則：

其中 INM0為流過NM0 的電流，隨誤差放大器輸出的變化而變化。 V sense 和V peak 是輸入到后級電流比較器的信號。

結(jié)合（2） ~ （4） 式，就可以得到電感電流和EA 輸出的關(guān)系式。

當變換器工作在輕載條件下時，誤差放大器輸出較低而不足以使得NM0 導通，此時，V peak 值就不再隨著EA 輸出的變化而調(diào)節(jié)。

此時， （5） 式中INMO可以看作零。

根據(jù)（5） 和（7） 式，可以設計合適的電路參數(shù)，以保證在應用所需的負載范圍之內(nèi)誤差放大器不會飽和，同時可以限制最大的負載值，且當負載低于一定值時實現(xiàn)峰值電流箝位控制。

圖6 中的Slop + 和Slop - 兩個節(jié)點主要用來加入斜坡電流，當變換器工作在重載條件下且占空比大于50 %時，則實現(xiàn)斜坡補償?shù)墓δ堋?/P>

3測試結(jié)果

該變換器芯片在115μm BCD 工藝下設計和制造。

圖7 為該變換器芯片的顯微照片。 整個芯片面積為615mm2 ,芯片下部主要是集成的功率開關(guān)和同步整流開關(guān)，面積約為2mm2 ,上部為控制器。

測試中應用的Buck 變換器拓撲如圖8 示。 設置工作頻率為1MHz , 輸入電壓范圍2 ~ 7V , 輸出電壓115V. 改變分壓電阻的取值可改變輸出電壓，表1 為一組典型應用下的分壓電阻取值參考。 電路可承受的負載范圍為0~500mA ,足以能滿足一般便攜式設備的應用需求。

表1 不同輸出電壓下的分壓電阻取值

圖9 給出變換器在重載工作條件下的測試結(jié)果，負載電流為300mA. 可看到此時變換器以時鐘頻率穩(wěn)定工作在PWM 模式，測得輸出電壓的紋波為516mV. 圖10 是變換器工作在最大負載500mA 下的測試結(jié)果，可看到變換器依然以恒定頻率穩(wěn)定地工作在PWM 模式下，輸出電壓紋波為616mV ,滿足了設計的負載范圍要求。

圖11 為輕載條件下的測試結(jié)果， 負載電流為50mA. 此時變換器工作在Burst 模式，即以時鐘頻率連續(xù)工作若干周期之后又連續(xù)關(guān)斷若干周期。 負載越低，關(guān)斷的時鐘周期就越多。 此時測得輸出電壓紋波為3912mV. 如前述，紋波電壓的大小主要由片內(nèi)Burst 比較器的遲滯窗口所控制。

圖11 Burst 工作模式測試曲線

圖12 所示是負載跳變時輸出響應的測試結(jié)果。 測試中使負載在50 和300mA 之間跳變，負載變化速率為800mA/μs. 波形顯示，Burst 工作模式下的輸出電壓平均值比PWM 模式下的高20mV ,這是由于在兩種模式下采用了不同基準。 在重載跳變到輕載的過程中，過沖電壓為32mV ,恢復時間為2μs ,較好地實現(xiàn)了對于過沖電壓的抑制，且在兩個周期內(nèi)就可以完成模式轉(zhuǎn)換達到穩(wěn)定狀態(tài)，響應速度相當快。

圖12 負載跳變測試曲線

以上即為該變換器的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)測試結(jié)果。 表2 是測試結(jié)果與仿真結(jié)果的比較，測試中不可避免地會有一些測試誤差和寄生參數(shù)的影響，但總體上還是符合設計指標的，即已達到了預期的設計要求。

表2 測試結(jié)果與仿真結(jié)果的比較

圖13 是變換器效率測試曲線，可以看到，當變換器工作在PWM/ Burst 多模式調(diào)制狀態(tài)時，由于在輕載條件下間隔地關(guān)斷功率開關(guān)和不必要的耗電模塊，使得在整個工作負載范圍內(nèi)變換器的效率基本上保持恒定，反映出Burst 控制模式有效減小了輕載時的開關(guān)損耗和靜態(tài)功耗。 而單純的PWM 模式工作（Burst 模式被禁止時） ,變換器的效率在重載時還能維持在一定值，但隨著負載的減小急劇下降，這反映出輕載時PWM 開關(guān)損耗成為主要功耗，也證明輕載時采用Burst 模式對于降低功耗是必要的。

圖13 變換器效率曲線

與通常提高輕載效率的方法相比，本文提出的Burst工作模式， 不僅具有較高的輕載效率， 還體現(xiàn)了與其他方法相比更優(yōu)的負載調(diào)整率，且簡化了外圍應用電路設計的復雜性。

4結(jié)語

本文提出的一種高效率綠色模式降壓型集成開關(guān)電源控制器的設計方案，其特點是采用了PWM 和Burst 交替的多模式控制，有效提高了變換器的效率， 并成功實現(xiàn)了不同模式間的平滑過渡以及過沖電壓的抑制。片上電流檢測技術(shù)的應用進一步降低了芯片的功耗，提高了電源精度。此外，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)的集成不僅方便了片上電流檢測技術(shù)的實現(xiàn)， 也簡化了應用電路。芯片在115μm BCD 工藝下設計與實現(xiàn)，并得到了預期的測試結(jié)果。