高壓直流開關電源的設計與實驗研究

摘要：設計了高壓直流開關電源，主電路采用兩級結(jié)構(gòu)，前級為具有軟開關的有源功率因數(shù)校正（APFC）電路，能夠降低諧波含量，提高功率因數(shù)，降低開關管損耗。后級采用在初級加箝位二極管的改進型零電壓開關（ZVS）移相全橋變換器，有效抑制了次級整流橋輸出振蕩和電壓尖峰，減少了損耗及輸出紋波。對控制系統(tǒng)進行合理設計，提高了控制精度及開關電源性能。最后研制廠一臺2.4 kW實驗樣機，通過實驗驗證了電源系統(tǒng)設計的可行性。

關鍵詞：開關電源；有源功率因數(shù)校正；箝位二極管

在國內(nèi)，低壓通信電源較成熟，高壓開關電源尚處于研究階段。一般大功率直流開關電源輸入多采用220 V交流電網(wǎng)，為降低對電網(wǎng)的諧波污染，提高輸入端功率因數(shù)，一般要經(jīng)過PFC級整流，然后將PFC級輸出電壓送入DC/DC級進行變換。但高壓直流開關電源輸出電壓較大，會對DC/DC級產(chǎn)生較大影響。

此處研制的高壓直流開關電源采用兩級變換裝置，前級220 V交流經(jīng)過不控整流和APFC得到380 V穩(wěn)定直流；后級選擇在初級加箝位二極管的改進型ZVS移相全橋變換器，經(jīng)過變壓器變壓和隔離，采用全橋不控整流和LC濾波，最終得到精密的240 V直流輸出。設計了控制系統(tǒng)，選擇合理的參數(shù)提高開關電源性能，并通過實驗驗證了設計的可行性和有效性。

2 主電路的設計

2.1 有源功率因數(shù)校正電路

APFC采用全控開關器件構(gòu)成的開關電路對輸入電流波形進行控制，使輸入電流成為與電源電壓同相的正弦波，功率因數(shù)高達0.995,從而徹底解決了整流電路的諧波污染和功率因數(shù)低的問題。此處采用軟開關單相APFC,其主電路如圖1所示。

2.1.1 APFC軟開關電路

圖1中，為了讓主開關管VQ實現(xiàn)ZVS,引入了輔助開關管VQx,在每一次VQ需要進行狀態(tài)轉(zhuǎn)換前，先導通VQx,使輔助電路諧振，為VQ創(chuàng)造軟開關條件。VQ完成狀態(tài)轉(zhuǎn)換后，盡快關斷VQx,使輔助電路停止諧振，電路重新以常規(guī)PWM方式運行。

2.1.2 APFC軟開關諧振參數(shù)的選取

軟開關APFC電路中一個重要參數(shù)就是諧振電感L1.L1可由二極管VDR的反向恢復時間tVDR來估算，取諧振電感電流iL1上升時間tr=3tVD R,則最大電流上升率可確定為：

di/dt=ILmax/（3tVDR） （1）

式中：ILmax為最大電感電流。

L1的表達式為：

L1=Uo/（di/dt） （2）

式中：Uo為APFC輸出電壓。

實際選取L1=5μH.

2.2 ZVS移相全橋變換器

ZVS移相全橋變換器充分利用主電路寄生參數(shù)，如開關器件的寄生電容、變壓器漏感和線路電感等來實現(xiàn)軟開關。DC/DC級選用初級加箝位二極管的改進型ZVS全橋變換器，如圖2所示。變換器在一個開關周期有18種開關模態(tài)，其工作波形如圖3所示。

2.2.1 移相全橋ZVS的實現(xiàn)

開關管零電壓關斷的原因是由于存在結(jié)電容，導致兩端電壓不能突變。零電壓開通則需要足夠的能量給將要開通的開關管結(jié)電容放電，給關斷的開關管結(jié)電容充電，同時還要抽走變壓器初級繞組中寄生電容CTR中的電荷。對于超前橋臂，該能量由諧振電感Lr和折算到初級的濾波電感Lf串聯(lián)共同提供，Lf很大，所以容易實現(xiàn)ZVS.而對于滯后橋臂，由于此時變壓器次級被短路，能量僅由Lr提供，所以滯后橋臂實現(xiàn)ZVS較困難。特別是負載很輕時，Lr中的能量不夠完成結(jié)電容的充放電轉(zhuǎn)換，滯后橋臂就不能實現(xiàn)ZVS.為滿足滯后橋臂的ZVS,必須使Lr取值較大。

2.2.2 次級占空比丟失問題

次級占空比Ds小于初級占空比Dp,其差值即為次級占空比丟失，即Dlose=Dp-Ds.占空比丟失原因是初級電流ip由正向（或負向）變化到負向（或正向），負載電流需要一段時間，即為圖3中的[t3~t6]和[t12~t15].在這段時間內(nèi)，雖然初級有電壓，但ip不足以提供負載電流，次級整流管全部導通，變壓器初、次級短路，負載處于續(xù)流階段，整流輸出為零。這樣次級就丟失了[t3~t6]和[t12~t15]這兩段時間的方波電壓，它與開關周期Ts的比值即為Dloss,Dloss=（t3,6+t12,15）/Ts=2t3,6/Ts,其中t3,6=Lr[ILf（t3）-ILf（t6）/K]/Uin,則可得：

Dloss=2Lr[ILf（t3）-ILf（t6）/K]/（UinTs） （3）

由式（3）可知，Dloss與Lr和iLf成正比，與Uin和變壓器變比K成反比。因此，Lr的值需權(quán)衡取值，既要在盡可能寬的范圍內(nèi)保證軟開關，又不能太大，以免造成較大的占空比丟失。

2.2.3 諧振電感的選取

滯后橋臂要實現(xiàn)ZVS,Lr必須滿足：

式中：I為滯后開關管關斷時ip的大?。籆oss為開關管在Uin時的輸出電容。

選擇在1/3負載以上實現(xiàn)滯后橋臂軟開關，要求輸出濾波電感電流的最大脈動量△ILf為最大輸出電流的20%,則：

I=（Io/3+△ILf/2）/K=4.09 A （5）

由式（4）可求出Lr>19μH,實際選擇20μH.

2.2.4 次級整流橋輸出寄生振蕩的抑制

ZVS移相全橋變換器輸出整流二極管都未工作在軟開關狀態(tài)，存在反向恢復的過程。在輸出整流二極管換流時，Lr（包括變壓器漏感）和整流橋二極管的結(jié)電容及變壓器寄生電容之間會發(fā)生諧振，使整流橋輸出產(chǎn)生寄生振蕩和電壓尖峰。此處通過初級加箝位二極管來解決這一突出問題。為詳細說明箝位二極管的抑制作用，針對圖3中t∈[t7,t8]這一模態(tài)進行分析：在t7時刻，由于Lr與CVDR1和CVDR4諧振工作，使得兩者的電壓上升至Uin/K,此時uBC上升至Uin,C點電位變?yōu)榱?，箝位管VDVQ2導通，將uBC箝位在Uin,則CVDR1和CVDR4的電壓被箝位在Uin /K,防止其電壓繼續(xù)上升，從而消除了整流橋的振蕩尖峰和二極管反向恢復造成的損耗。此時，iLr=-I4,ip=iLr+iVDVQ2.到t8時刻，iVD VQ2線性下降至零，VDVQ2自然關斷，模態(tài)結(jié)束。

2.2.5 變壓器初級直流分量的抑制

實際電路中，開關管的開關速度或?qū)▔航挡煌蜷_關管的驅(qū)動信號不一致時，功率轉(zhuǎn)換電路便工作在不平衡狀態(tài)。此時磁通變化幅度不相同，工作區(qū)域?qū)⑵蛞粋€象限，引起磁芯單向飽和并產(chǎn)生過大的ip,從而導致開關管的損壞，最終使變換器不能正常工作。為了讓全橋變換電路更可靠的工作，抑制變壓器初級電壓的直流分量采用變壓器初級串接隔直電容Cb.Cb和輸出濾波電感折算到初級的電感值形成串聯(lián)諧振網(wǎng)絡，諧振頻率表達式如下：

折算到變壓器初級的濾波電感值LLf=K2Lf.為了盡可能讓Cb充放電呈線性化，fT必須遠小于變換器的開關頻率fs,取fr=0.1fs,由式（6），LLf=K2Lf及fr=0.1fs可求得Cb=1.2μF,實際取兩個1μF/400 V的云母電容并聯(lián)。

3 控制系統(tǒng)的設計

3.1 APFC控制方案

APFC控制采用平均電流法，系統(tǒng)框圖見圖4.采用電流、電壓雙閉環(huán)控制，電流環(huán)使輸入電流更接近正弦波，電壓環(huán)使APFC輸出電壓穩(wěn)定。

此處通過APFC控制器UCC3818實現(xiàn)雙環(huán)控制，其輸出的PWM脈沖可直接驅(qū)動開關管。雙環(huán)調(diào)節(jié)器如圖5所示。

通過計算電壓、電流環(huán)增益和穿越頻率即可確定相應PI參數(shù)，實際設計參數(shù)為：Ru=56 kΩ，Cu1=3.3μF,Cu2=0.3μF,Ri=16 kΩ，Ci1 =Ci2=1.1 nF.

3.2 ZVS全橋變換器控制方案

DC/DC級采用單電壓環(huán)控制模式，并在電壓環(huán)基礎上加上了限流環(huán)，正常情況下限流環(huán)不工作，只由電壓環(huán)控制輸出電壓，一旦輸出電流超過限流值，就由限流環(huán)工作，通過減小輸出電壓將輸出電流穩(wěn)定在限流值上。該控制通過UCC3895芯片實現(xiàn)，控制系統(tǒng)框圖如圖6所示。

選擇超前-滯后補償網(wǎng)絡實現(xiàn)控制，與一般滯后補償網(wǎng)絡相比，該網(wǎng)絡增加了微分環(huán)節(jié)，提高了控制系統(tǒng)的動態(tài)性能。具體環(huán)節(jié)如圖7所示。

補償網(wǎng)絡的傳遞函數(shù)Gc（s）={（1+sR2C1）[1+s（R1+R3）C3]}/{[sR1（C1+C2）][1+sR2C1C2/（C1+C2）]（1+sR3C3）}.

對ZVS移相全橋變換器進行小信號建模并采用零極點補償法對參數(shù)進行設計，實際所選參數(shù)為：R1=91 kΩ，R2=4.8 kΩ，R3=2 kΩ，C1= 0.1μF,C2=0.02μF,C3=1μF.

4 實驗結(jié)果

為驗證高壓直流開關電源主電路結(jié)構(gòu)和控制方案的可行性，研制了一臺2.4 kW的實驗樣機。主要電路參數(shù)：APFC部分為交流220 V輸入，輸出直流電壓380 V:ZVS全橋變換器部分，輸出直流電壓240 V,輸出電流10 A,主功率開關管VQ1~VQ4為IXFX48N60P（48 A/600 V）；輸出整流二極管VDR1~VDR4為DSEI30-10A,箝位二極管VDs1和VDs2為DSEI30-06A,變壓器初次級匝比為1.06,輸出濾波電感Lf=300μH,輸出濾波電容值Cf=56μFx8,開關頻率fs=80 kHz.

圖8a為APFC主開關管在1/3負載時波形，其實現(xiàn)了軟開關。圖8b為APFC輸出電壓突加半載時的波形，由圖可知，其性能較好。由1/3負載下所測波形可知，超前、滯后橋臂實現(xiàn)了ZVS.由（半載）變壓器次級及整流橋輸出電壓波形可知，不加箝位二極管電壓尖峰超過正常值兩倍以上，添加箝位二極管后電壓尖峰幾乎被消除，解決了整流橋輸出寄生振蕩問題?？梢姡珼C/DC級控制系統(tǒng)設計較合理，超前，滯后補償環(huán)節(jié)提高了系統(tǒng)的動態(tài)性能。

5 結(jié)論

研制了兩級結(jié)構(gòu)高壓直流開關電源，前級采用單相有源軟開關PFC,提高功率因數(shù)，合理設計諧振參數(shù)可實現(xiàn)軟開關，降低開關損耗?？刂撇糠植捎肞I調(diào)節(jié)器，具有較好性能。后級選擇在初級加箝位二極管的改進型ZVS全橋變換器，實驗結(jié)果證明該電路結(jié)構(gòu)能夠有效抑制次級整流橋輸出振蕩和電壓尖峰，減少損耗。該方法簡單，實用性較強?？刂葡到y(tǒng)進行方案選擇，PID參數(shù)合理設計，提高了高壓直流開關電源的動、靜態(tài)性能。