直流開關(guān)電源并聯(lián)技術(shù)

近幾年來，各式各樣的開關(guān)電源以其小巧的體積、較高的功率密度和高效率越來越得到廣泛的應(yīng)用。隨著電力系統(tǒng)自動化程度的提高，特別是其保護裝置的微機化，通訊裝置的程控化，對電源的體積和效率的要求不斷提高。電源中磁性元件和散熱器件成了提高功率密度的巨大障礙。開關(guān)頻率的提高可以使開關(guān)變換器（特別是變壓器、電感等磁性元件以及電容）的體積、重量大為減小，從而提高變換器的功率密度。另外，提高開關(guān)頻率可以降低開關(guān)電源的音頻噪聲和改善動態(tài)響應(yīng)。但是由于開關(guān)管的通斷控制與開關(guān)管上流過的電流和兩端所加的電壓無關(guān)，而早期的脈寬調(diào)制（PWM）開關(guān)電源工作在硬開關(guān)模式，在硬開關(guān)中功率開關(guān)管的開通或關(guān)斷是在器件上的電壓或電流不等于零的狀態(tài)下強迫進行的，電路的開關(guān)損耗很大，開關(guān)頻率越高，損耗越大，不但增加了熱設(shè)計的難度而且大大降低了系統(tǒng)得可靠性，這使得PWM開關(guān)技術(shù)的高頻化受到了許多的限制。

根據(jù)高頻電力操作電源的設(shè)計要求，結(jié)合實際的經(jīng)驗和實驗結(jié)果選擇合適的開關(guān)器件，設(shè)計出穩(wěn)定可靠、性能優(yōu)越的控制電路、驅(qū)動電路、緩沖電路以及主要的磁性元器件。對最大電流自動均流法的工作原理以及系統(tǒng)穩(wěn)定性進行了較為深入的研究。采用均流控制芯片UC3907設(shè)計了開關(guān)電源的均流控制電路，使模塊單元具有可并聯(lián)功能，可以實現(xiàn)多電源模塊并聯(lián)組成更大功率的電源系統(tǒng)。

1 系統(tǒng)原理的設(shè)計思想

在設(shè)計大型的開關(guān)電源模塊時，首先需要對系統(tǒng)有一個整體的規(guī)劃，以便于設(shè)計整體結(jié)構(gòu)及相應(yīng)的輔助電源。高頻開關(guān)直流電源系統(tǒng)的總體框圖。（如圖1）。

2 控制主電路設(shè)計

2.1電壓電流雙環(huán)控制

為了實現(xiàn)輸出電壓電流均可控，通常采用電流模式控制，常用的電流模式控制有峰值電流控制法和。針對峰值電流控制的不穩(wěn)定性，容易發(fā)生次諧波振蕩，對噪聲敏感，抗噪聲性差等幾個缺點。我們采用平均電流控制法PWM。

平均電流模式采用雙閉環(huán)控制，其內(nèi)環(huán)控制輸出濾波電感電流，外環(huán)控制輸出電壓，提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度。平均電流模式控制PWM的原理圖（如圖2）。

圖2 平均電流模式控制原理圖

將誤差電壓信號Ue接至電流誤差信號放大器的同相端，作為輸出電感電流反饋的控制信號Uip。將帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流反饋信號Ui接至電流誤差信號放大器的反相端，跟蹤電流控制信號Uip。Ui與Uip的差值經(jīng)過電流誤差放大器放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號UC。再由UC與三角鋸齒波信號通過比較器比較得到PWM控制信號。UC的波形與電流波形Ui反相，所以，是由UC的下斜坡（對應(yīng)于開關(guān)器件導通時期）與三角波的上斜坡比較產(chǎn)生控制信號。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補償。但為了穩(wěn)定工作，要求電感電流的下降坡度不能大于晶振的坡度。

2.2小信號分析及電流、電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)設(shè)計

控制方式有恒壓和恒流兩種工作方式。當D1導通時，電路工作在恒流模式，此時，電壓環(huán)不起作用，電路相當于單環(huán)控制。當D1截止時，電路工作在恒壓模式下，電路采用串級雙環(huán)控制，電流環(huán)作為電壓環(huán)的內(nèi)環(huán)，電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出Ue作為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器的給定。其電路方框圖（如圖3）所示，在設(shè)計參數(shù)時，先設(shè)計電流環(huán)的調(diào)節(jié)器，獲得穩(wěn)定的內(nèi)環(huán)，然后得到電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)Tic（s），并將其作為電壓環(huán)的一個環(huán)節(jié)，（如圖4）所示，然后設(shè)計電壓環(huán)的調(diào)節(jié)器。這種控制方式的最大的優(yōu)點是很好地解決了電路的限流問題，使電路具有最快的限流響應(yīng)速度。而且可以通過調(diào)節(jié)電阻R3，減小D1管壓降的變化量，以提高這種控制方式的穩(wěn)流精度。

H為輸出電壓采樣系數(shù)，

Ki為電感電流采樣系數(shù)；

FM為脈寬調(diào)制器的傳遞函數(shù)，F(xiàn)M=1/Upp，（Upp為三角波峰峰值）；

圖3 雙環(huán)控制模式下的電路方框圖

圖4 電壓外環(huán)等效方框圖

GV（s）為電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)：

（1－1）

Gi（s）為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)：

（1－2）

Gdi（s）為主電路的占空比對電感電流的開環(huán)傳遞函數(shù)

（1－3）

忽略輸出濾波電感電容的等效電阻的影響

（1－4）

式中：

Udc輸入直流母線電壓；

n為副邊與原邊的匝比

L為輸出濾波電感值；

RL為濾波電感的電阻；

C為輸出濾波電容；

RC為濾波電容的串聯(lián)等效電阻；

R為負載電阻。

Z（s）為負載和輸出電容支路的并聯(lián)阻抗：

3 控制電路設(shè)計

采用集成芯片UC3525外加運放構(gòu)成平均電流模式控制電路并用單片UC3525外加邏輯電路的方式形成有限雙極性控制的4路控制信號（如圖5）。

1） 外環(huán)控制。電壓給定信號與輸出電壓反饋信號經(jīng)運放U1補償比較得Ue，接到UC3525的內(nèi)部誤差放大器正相輸入端2腳作為反饋電流的控制信號Uip。當輸出電流超過給定限流值時，D11導通，Uip被嵌在給定限流值上。

2） 內(nèi)環(huán)控制。采樣電阻檢測輸出電流并通過電流檢測放大器得電流反饋信號。接到UC3525的內(nèi)部誤差放大器反相輸入端的1腳，與Uip進行比較。UC3525的9腳為反饋補償端。

3） 有限雙極性控制。UC3525的4腳為同步信號輸出，該信號作為D觸發(fā)器U3的時鐘信號，U3的Q端（1腳）和端（2腳）既可得到占空比為50％相位相差180的兩組脈沖，Q11、Q12用于控制死區(qū)時間。

圖5 單片UC3525構(gòu)成有限雙極性控制原理圖

4 驅(qū)動電路設(shè)計

在IGBT的使用過程中，驅(qū)動電路選擇的合理性和設(shè)計是否正確是影響其推廣使用的問題之一。IGBT的通態(tài)電壓、開關(guān)時間、開關(guān)損耗、承受短路能力以及dv/dt電流等參數(shù)均與門極驅(qū)動條件密切相關(guān)。

IGBT的驅(qū)動電路原理圖如圖6所示。

圖中Q1為由控制電路產(chǎn)生的驅(qū)動信號輸入，fault為本驅(qū)動電路在檢測到過流等故障時發(fā)出的故障檢測信號。C1、G1、E1分別接IGBT的源柵漏級。驅(qū)動電路的供電，采用單電源加穩(wěn)壓管的方式。

對于M57962AL驅(qū)動電路，在以下兩種情況容易導致驅(qū)動電路失去負偏壓：一是產(chǎn)生負偏壓的穩(wěn)壓二極管D2被擊穿短路；二是驅(qū)動電路在單電源供電時，因失去電源供電電壓的時候。此時若按傳統(tǒng)的M57962AL單電源供電的典型接法（如圖7），并沒有保護信號給出，易造成IGBT的損壞

圖6 IGBT的驅(qū)動電路原理圖

針對上述所說的情況，對M57962AL的外圍電路進行了一些改進（如圖7）所示。在正常情況下，D4導通，M57962AL的8腳為高電平，D1截止，VT導通，光耦輸出呈低阻態(tài)，故障信號為低電平，表現(xiàn)為無故障。過流保護時，D4截止，M57962AL的8腳為低電平，D1導通，VT截止，光耦輸出呈高阻態(tài)，故障信號為高電平，表現(xiàn)為有故障發(fā)生。如果穩(wěn)壓二極管D2擊穿短路，則D4截止，VT截止，光耦輸出呈高阻態(tài)，同樣給出故障信號。如果驅(qū)動電路失去+24V電壓，則光耦無電流流過，仍然表現(xiàn)為故障保護。這樣就避免了IGBT因為失去負偏壓或者失去供電而導致?lián)p壞。

圖7 M57962AL的典型接法