0 引言
全橋變換器（Full-bridge Converter）通常應用于功率大于400W的開關電源中，特別是在大功率的通信電源中應用比較廣泛。但是，硬開關條件下的全橋變換器會帶來很大的開關損耗，不利于開關頻率和電源轉換效率的提高。針對硬開關損耗大的問題，有人提出了移相控制方法。通過移相控制可以實現開關管的零電壓開通和關斷，從而大大改善了開關管的開通與關斷條件，這樣便可以提高開關的頻率，減少電源的體積，提高電源的轉換效率。
1 概述
移相全橋變換器如圖1所示。要實現開關管的零電壓開通，必須要有足夠的能量用來抽走將要開通的開關管的結電容（或外部附加電容）上的電荷；并給同一橋臂要關斷的開關管的結電容（或外部附加電容）充電；同時，考慮到變壓器的原邊繞組的寄生電容，還要抽走變壓器原邊繞組寄生電容上的電荷。
圖1 傳統(tǒng)零電壓開關的移相全橋電路
由于超前橋臂在開關過程中有輸出電流的參與，因此，很容易實現ZVS。而滯后橋臂在開關過程中，變壓器原邊是短路的，此時整個變換器就被分成兩部分，一部分是原邊電流逐漸改變流通方向，其流通路徑由逆變橋提供；另一部分是負載電流由整流橋提供續(xù)流回路。負載側與變壓器原邊沒有關系。此時用來實現ZVS的能量只是諧振電感（漏感和附加諧振電感）中的能量。而諧振電感很小，因此，滯后橋臂開關管實現零電壓開通比較困難。
2 非拓撲結構性改變的解決方法
從上面的分析可知，滯后橋臂的開關動作發(fā)生在回流過程向能量傳送過程的轉化階段，由于輸出電感電流不能反饋到原邊，使滯后橋臂的開關管并聯電容只能依靠變壓器原邊的諧振電感進行充放電，而諧振電感中存儲的能量很小，使得滯后橋臂開關管實現零電壓開通變得很難,特別是在低負載的時候更為明顯。
要實現滯后橋臂的ZVS，必須滿足LrI22>ClagVin2＋CtrVin2，要滿足它就必須增加諧振電感Lr和增加電流I2。這樣，就有兩種非拓撲結構性改變的方法可以解決滯后橋臂開關管零電壓開通難的問題：增加勵磁電流和增加諧振電感。但是，增加勵磁電流會增加變壓器的損耗，增加諧振電感又將引起副邊占空比的丟失。為了更容易實現滯后橋臂的開關管零電壓開通，達到既不增加開通損耗，又減少占空比丟失的目的，近來一些新的拓撲結構被提出。
3 滯后橋臂并聯諧振網絡的零電壓開關移相全橋變換器
為了克服滯后橋臂實現零電壓開關難的問題，同時又不會引起占空比的丟失和開通損耗的增大，文獻提出了一種在滯后橋臂并聯一個諧振電感和兩個諧振開關的拓撲結構，如圖2所示。開關的控制策略如圖3所示。本拓撲在半個周期內有6個工作模態(tài)。
圖2 滯后橋臂并聯諧振網絡的ZVS移相全橋變換器
圖3 滯后橋臂并聯諧振網絡變換器的控制策略
模態(tài)1 S1及S2同時導通，濾波電感電流線性增加。
模態(tài)2 S1關斷，原邊電流抽取S3并聯電容C3上的電荷，同時對S1并聯電容充電，在充放電完畢，D3導通。由于輸出電路電感很大，因此，流過濾波電感上的電流可以看作為一個恒流源。
模態(tài)3 在D3導通后，就可以零電壓開通S3。此時，變壓器原邊電壓變?yōu)榱?，副邊電壓也同時變?yōu)榱悖?個整流二極管同時導通，以維持輸出濾波電感電流。
模態(tài)4 關斷S2，利用存儲在漏感上的能量抽取C4上的電荷，并給C2充電，當漏感很小，存儲在漏感中的能量不足以抽取C4上的電荷，并給C2充電時，D4就不會導通，那么S4就不能實現零電壓開通。為了使S4實現零電壓開通，在關斷S2前先開通Sa來建立諧振電流。
模態(tài)5 當諧振電流建立到足夠大時，同時關斷S2及Sa，這樣有諧振電感和漏感上的能量一同提供充放電所需的能量，使得S4實現零電壓開通。
模態(tài)6 當D4導通，就可以在零電壓條件下開通S4，輸出電流反饋到原邊流過S3及S4。在諧振電感上的能量經過S4和Db回饋到電源。
后半個周期工作狀態(tài)跟前半個周期一樣。
本電路的優(yōu)點是：
1）滯后橋臂能夠成功地實現零電壓開通關斷；
2）開關的開通損耗比較低；
3）占空比丟損比較小。
本電路中，諧振電感的設計比較重要，如果諧振電感選擇得過大，就容易引起不必要的開通損耗，如果過小，又不能夠使滯后橋臂實現零電壓關斷。諧振開關的開通時間也要合理選擇，才能在實現滯后橋臂的零電壓關斷的條件下又不引起過多損耗。
上面電路的主要缺點是在負載比較小的時候，實現超前橋臂的零電壓關斷比較困難；電路中增加了兩個諧振開關，使電路成本增大；控制電路比較復雜；諧振電路的開關是硬開關關斷，將會產生額外損耗；兩個諧振電路都是與同一個橋臂兩個開關管并聯，使得電路阻尼震蕩加劇。
4 一種新的并聯諧振網絡的零電壓開關移相全橋變換器
文獻中也提出了一種并聯諧振網絡的方法，是將諧振網絡分別與兩個橋臂的下管并聯，如圖4所示。這樣需調整一下控制方法，其控制策略如圖5所示。S2及S4的開通時間為DT/2，而S1及S3的開通時間為（1－D）T/2，占空比的調節(jié)不需要移相，只要調整S2及S4的驅動信號的寬度就可以實現。由于S1及S3的開通處于能量傳送過程，其并聯電容上的電荷能夠在它們開通前由原邊漏感電流和副邊耦合過來的電流抽掉，它們能夠實現零電壓開通，但S2及S4處于換流階段，存儲在漏感上的電流不足以使S4或S2的并聯電容的電壓降到零，這樣需要借助諧振電路。在S2（S4）導通前，打開諧振開關Sa1（Sa2），在諧振電感上建立諧振電流，當S1（S3）關斷時，就可以參與橋臂并聯電容的充放電。這樣電路中的4個開關管可以全部實現零電壓開通。在該電路中，諧振支路與主開關管并聯，可以實現任意較寬負載的零電壓開關。由于可以減少漏感，從而減少了占空比的丟失。有源輔助電路種類的增加，使得選擇最合適的電路并使設計達到要求成為可能。
圖4 一種新的并聯諧振網絡的ZVS移相全橋變換器
圖5 新的并聯諧振網絡的ZVS移相全橋變換器控制策略
5 一種全新的PWM-ZVS-FB變換器
上述電路都有一個共同的缺點，即在輕載時實現零電壓開關比較困難，并且增加了兩個諧振開關，使得控制電路變得非常復雜。文獻[4]中提出了一種全新的PWM?ZVS-FB變換器，如圖6所示，變換器各點波形如圖7所示。左橋臂是滯后橋臂，右橋臂是超前橋臂。左橋臂和左邊兩個電容（兩個電容很大，可以看成是兩個電壓源），變壓器T1構成一個半橋拓撲結構；左右橋臂和變壓器T2構成一個全橋拓撲結構，左橋臂上下開關的導通時間為半個周期（死區(qū)時間忽略不計）。通過調節(jié)右橋臂與左橋臂開通和關斷信號的相位，實現電壓的調節(jié)。其滯后橋臂零電壓開關主要通過變壓器T1和變壓器T2的勵磁電流來實現。為減少占空比的丟失，將兩個變壓器的漏感取得比較小，變壓器T1上的勵磁電流波形如圖8所示，因此，變壓器T1的勵磁電流的增大不會引起占空比的丟失，而變壓器T2的勵磁電流波形如圖9所示，它的增大會引起開關導通損耗增加。為了降低占空比損失，避免引起過多的開通損耗，將變壓器T1的勵磁電流取得比較大，將變壓器T2的勵磁電流和兩變壓器的漏感取得比較小。由于輸出電壓等于變壓器T1和變壓器T2的副邊電壓值之和，當兩個變壓器副邊電壓和變?yōu)榱銜r，開關S1上的電壓已抽走了一部分，在原邊被副邊鉗位后，S1上的電壓不是Vin，而是低于Vin，使實現滯后橋臂開關管的零電壓開通更加容易。由理想波形圖圖7分析可看出，由于兩個變壓器同時傳送能量，該電路的輸出電壓的紋波也很小，這樣輸出濾波電感可以設計得很小，從而減少了設計成本和變換器的體積。
圖6 全新的PWM-ZVS- FB變換器
圖7 全新的PWM-ZVS-FB變換器各點波形
圖8 變壓器T1原邊勵磁電流波形
圖9變壓器T2原邊勵磁電流波形
該拓撲結構在沒有增加任何開關管的情況下，成功實現零電壓開關，而且由于變壓器T1的存在，使得零電壓開關可以在輕載時能夠實現。同時又使輸出的性能得到改善。
6 結語
傳統(tǒng)移相橋通常用于大功率的開關電源中，其滯后橋臂開關管難以實現零電壓開通制約著它的應用，為更好地改善滯后橋臂的開通條件，真正實現零電壓開通，許多技術和拓撲被提出。本文通過對傳統(tǒng)的移相PWM-ZVS-FB變換器的特點及其存在問題進行分析，并對最近出現的實現全橋零電壓開關的解決方法進行詳細的分析，比較了它們的優(yōu)缺點。這幾個方法和拓撲都大大改善了滯后橋臂的開通條件，特別是最后的那種方法不但實現了零電壓開關，還改善了輸出濾波條件，值得我們進行更深入的研究。
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