PWM開關穩(wěn)壓或穩(wěn)流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內部參數(shù)變化、外接負載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準信號的差值進行閉環(huán)反饋，調節(jié)主電路開關器件的導通脈沖寬度，使得開關電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩(wěn)定。 PWM的開關頻率一般為恒定，控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開關器件峰值電流。由這些信號可以構成單環(huán)、雙環(huán)或多環(huán)反饋系統(tǒng)，實現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流及恒定功率的目的，同時可以實現(xiàn)一些附帶的過流保護、抗偏磁、均流等功能。對于定頻調寬的PWM閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)，主要有五種PWM反饋控制模式。下面以VDMOS開關器件構成的穩(wěn)壓正激型降壓斬波器為例說明五種PWM反饋控制模式的發(fā)展過程、基本工作原理、詳細電路原理示意圖、波形、特點及應用要點，以利于選擇應用及仿真建模研究。
開關電源PWM的五種反饋控制模式
1. 電壓模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL PWM)：
如圖1所示為BUCK降壓斬波器的電壓模式控制PWM反饋系統(tǒng)原理圖。電壓模式控制PWM是六十年代后期開關穩(wěn)壓電源剛剛開始發(fā)展起就采用的第一種控制方法。該方法與一些必要的過電流保護電路相結合，至今仍然在工業(yè)界很好地被廣泛應用。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜波相比較，通過脈沖寬度調制原理，得到當時的脈沖寬度，見圖1A中波形所示。逐個脈沖的限流保護電路必須另外附加。主要缺點是暫態(tài)響應慢。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為有較大的輸出電容C及電感L相移延時作用，輸出電壓的變小也延時滯后，輸出電壓變小的信息還要經過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至PWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯后作用是暫態(tài)響應慢的主要原因。圖1A電壓誤差運算放大器（E/A）的作用有三：①將輸出電壓與給定電壓的差值進行放大及反饋，保證穩(wěn)態(tài)時的穩(wěn)壓精度。該運放的直流放大增益理論上為無窮大，實際上為運放的開環(huán)放大增益。②將開關電源主電路輸出端的附帶有較寬頻帶開關噪聲成分的直流電壓信號轉變?yōu)榫哂幸欢ǚ档谋容^“干凈”的直流反饋控制信號（VE）。即保留直流低頻成分，衰減交流高頻成分。因為開關噪聲的頻率較高，幅值較大，高頻開關噪聲衰減不夠的話，穩(wěn)態(tài)反饋不穩(wěn)；高頻開關噪聲衰減過大的話，動態(tài)響應較慢。雖然互相矛盾，但是對電壓誤差運算放大器的基本設計原則仍是“低頻增益要高，高頻增益要低”。③對整個閉環(huán)系統(tǒng)進行校正，使得閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定工作。電壓模式控制的優(yōu)點：①PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調節(jié)時具有較好的抗噪聲裕量。②占空比調節(jié)不受限制。③對于多路輸出電源，它們之間的交互調節(jié)效應較好。④單一反饋電壓閉環(huán)設計、調試比較容易。⑤對輸出負載的變化有較好的響應調節(jié)。缺點：①對輸入電壓的變化動態(tài)響應較慢。②補償網(wǎng)絡設計本來就較為復雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化使其更為復雜。③輸出LC濾波器給控制環(huán)增加了雙極點，在補償設計誤差放大器時，需要將主極點低頻衰減，或者增加一個零點進行補償。
④在傳感及控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為麻煩復雜。改善加快電壓模式控制瞬態(tài)響應速度的方法有二：一是增加電壓誤差放大器的帶寬，保證具有一定的高頻增益。但是這樣比較容易受高頻開關噪聲干擾影響，需要在主電路及反饋控制電路上采取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理。另一方法是采用電壓前饋模式控制PWM技術，如圖1B所示。用輸入電壓對電阻電容（RFF、CFF）充電產生的具有可變化上斜波的三角波取代傳統(tǒng)電壓模式控制PWM中振蕩器產生的固定三角波。因為此時輸入電壓的變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來，因此該方法對輸入電壓的變化引起的瞬態(tài)響應速度明顯提高。對輸入電壓的前饋控制是開環(huán)控制，目的為了增加對輸入電壓變化的動態(tài)響應速度。對輸出電壓的控制是閉環(huán)控制。因而，這是一個有開環(huán)和閉環(huán)構成的雙環(huán)控制系統(tǒng)?！?/p>
2. 峰值電流模式控制PWM (PEAK CURRENT-MODE CONTROL PWM)：
峰值電流模式控制簡稱電流模式控制，它的概念在六十年代后期來源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關電源。在七十年代后期才從學術上作深入地建摸研究。直至八十年代初期，第一批電流模式控制PWM集成電路的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應用。主要用于單端及推挽電路。近年來，由于大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術實現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰(zhàn)。因為這種改善性能的電壓模式控制加有輸入電壓前饋功能，并有完善的多重電流保護等功能，在控制功能上已具備大部分電流模式控制的優(yōu)點，而在實現(xiàn)上難度不大，技術較為成熟。
如圖2所示，由輸出電壓VOUT 與基準信號VREF的差值經過運放（E/A）放大得到的誤差電壓信號 VE 送至PWM比較器后，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路產生的固定三角波狀電壓斜波比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號VΣ比較，然后得到PWM脈沖關斷時刻。因此（峰值）電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側的電感電流大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度。電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。因為峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應不同的平均電感電流大小。而平均電感電流大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數(shù)學上可以證明，將電感電流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在實際檢測電流的上斜波上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。因而合成波形信號VΣ要有斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構成。當外加補償斜坡信號的斜率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會轉化為電壓模式控制。因為若將斜坡補償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號，見圖2所示。當輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂啤?/p>
當處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡補償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂屏?。峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內環(huán)。電流內環(huán)是瞬時快速的，是按照逐個脈沖工作的。
功率級是由電流內環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內環(huán)只負責輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。峰值電流模式控制PWM的優(yōu)點是①暫態(tài)閉環(huán)響應較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態(tài)響應均快。②控制環(huán)易于設計③輸入電壓的調整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術相妣美④簡單自動的磁通平衡功能⑤瞬時峰值電流限流功能，內在固有的逐個脈沖限流功能。⑥自動均流并聯(lián)功能。 缺點是①占空比大于50%的開環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差。②閉環(huán)響應不如平均電流模式控制理想。③容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性。因而需要斜坡補償。④對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于連續(xù)儲能電流狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開關器件的電流信號的上斜波通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關器件改變關斷時刻，使系統(tǒng)進入次諧波振蕩。⑤電路拓撲受限制。⑥對多路輸出電源的交互調節(jié)性能不好。峰值電流模式控制PWM最主要的應用障礙是容易振蕩及抗噪聲性差。振蕩可以來源于：器件開啟時的反向恢復引起的電流尖刺，噪聲干擾，斜波補償瞬態(tài)幅值不足等。峰值電流模式控制的開關電源容易在開機啟動及電壓或負載突然較大變化時發(fā)生振蕩。
3. 平均電流模式控制PWM (AVERAGE CURRENT-MODE CONTROL PWM)：
平均電流模式控制概念產生于七十年代后期。平均電流模式控制 PWM集成電路出現(xiàn)在九十年代初期，成熟應用于九十年代后期。平均電流模式控制的發(fā)展動力有三：一是峰值電流模式控制PWM在應用推廣時碰到許多嚴重問題；二是INTEL公司的高速CPU集成電路需要具有高DI/DT動態(tài)響應供電能力的低電壓大電流開關電源；三是在八十年代后期平均電流
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