飽和電感及其在開(kāi)關(guān)電源中的應(yīng)用

    飽和電感是一種磁滯回線(xiàn)矩形比高，起始磁導(dǎo)率高，矯頑力小，具有明顯磁飽和點(diǎn)的電感，在電子電路中常被當(dāng)作可控延時(shí)開(kāi)關(guān)元件來(lái)使用。由于其獨(dú)特的物理特性，使之在高頻開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)關(guān)噪聲抑制，大電流輸出輔路穩(wěn)壓，移相全橋變換器，諧振變換器及逆變電源等方面得到了日益廣泛的應(yīng)用。

1    飽和電感的分類(lèi)及其物理特性^[1]

1.1    飽和電感的分類(lèi)

    飽和電感可分為自飽和和可控飽和二類(lèi)。

1.1.1    自飽和電感（Saturable inductor）

    其電感量隨通過(guò)的電流大小可變。若鐵心磁特性是理想的（例如呈矩形），如圖1（a）所示，則飽和電感工作時(shí)，類(lèi)似于一個(gè)“開(kāi)關(guān)”，即繞組中的電流小時(shí)，鐵心不飽和，繞組電感很大，相當(dāng)于“開(kāi)路”；繞組中電流大時(shí)，鐵心飽和，繞組電感小，相當(dāng)于開(kāi)關(guān)“短路”。

1.1.2    可控飽和電感（controlled saturable inductor）

    又稱(chēng)可控飽和電抗器（controlled saturable reactor），其基本原理是，帶鐵心的交流線(xiàn)圈在直流激磁作用下，由于交直流同時(shí)激磁，使鐵心狀態(tài)一周期內(nèi)按局部磁回線(xiàn)變化，因此，改變了鐵心等效磁導(dǎo)率和線(xiàn)圈電感。若鐵心磁特性是理想的（B－H特性呈矩形），則可控飽和電感類(lèi)似于一個(gè)“可控開(kāi)關(guān)”。在開(kāi)關(guān)電源中，應(yīng)用可控飽和電感可以吸收浪涌，抑制尖峰，消除振蕩，與快速恢復(fù)整流管串聯(lián)時(shí)可使整流管損耗減小。如圖1（b）所示，可控飽和電感具有高磁滯回線(xiàn)矩形比（B_r/B_s），高起始磁導(dǎo)率μ_i，低矯頑力H_c，明顯的磁飽和點(diǎn)（A，B）及由于其磁滯回線(xiàn)所包圍的面積狹小而使其高頻磁滯損耗較小等特征。為此，可控飽和電感在應(yīng)用方面的兩個(gè)顯著特點(diǎn)為

    1）由于飽和磁場(chǎng)強(qiáng)度很小，所以，可飽和電感的儲(chǔ)能能力很弱，不能被當(dāng)作儲(chǔ)能電感使用?？娠?

和電感的最大儲(chǔ)能E_m的理論值可用式（1）表示。

    E_m=μVH²/2    （1）

式中：μ為臨界飽和點(diǎn)磁導(dǎo)率；

      H為臨界飽和點(diǎn)磁場(chǎng)強(qiáng)度；

      V為磁性材料的有效體積。

    2）由于可飽和電感的起始磁導(dǎo)率高，磁阻小，電感系數(shù)和電感量都很大，在施加外部電壓時(shí)，電感內(nèi)部起始電流增長(zhǎng)緩慢，只有經(jīng)過(guò)Δt的延時(shí)后，當(dāng)電感線(xiàn)圈中的電流達(dá)到一定數(shù)值時(shí)，可飽和電感才會(huì)立即飽和，因而在電路中常被當(dāng)作可控延時(shí)開(kāi)關(guān)元件使用。

(a)理想磁特性B=f(H)    (b)可飽和電感的B=f(H)

圖1    飽和電感的B－H特性

1.2    可飽和電感隨電流變化的關(guān)系

    因?yàn)?，有氣隙和無(wú)氣隙的dB/di磁路的計(jì)算方法不同，所以，分別對(duì)兩種情況進(jìn)行討論。

1.2.1    無(wú)氣隙可飽和電感與電流的關(guān)系

    無(wú)氣隙可飽和電感L隨電流變化的關(guān)系可用式（2）表示。

    L=    （2）

式中：W為電感繞組匝數(shù)；

      I為激磁電流；

      f為電感用磁性材料B～H曲線(xiàn)的對(duì)應(yīng)函數(shù)；

      S為磁性材料的截面積；

      l磁性材料的為平均長(zhǎng)度。

1.2.2    有氣隙可飽和電感與電流的關(guān)系

    任意給定一個(gè)導(dǎo)磁體磁路中磁感應(yīng)強(qiáng)度B₁，可由B=f(H)曲線(xiàn)求出導(dǎo)磁體磁路中的磁場(chǎng)強(qiáng)度H₁。氣隙中的H₀值可用式（3）表示。

    H₀=B₁    （3）

式中：B₀為空氣隙磁感應(yīng)強(qiáng)度；

      a和b為磁路矩形截面積邊長(zhǎng)；

      l₀為氣隙長(zhǎng)度；

            μ₀為空氣磁導(dǎo)率。

    由磁路定律得I=。改變B值并重復(fù)上述步驟，可求出相應(yīng)的I，得到一組B和I的關(guān)系數(shù)據(jù)。設(shè)這個(gè)B與I對(duì)應(yīng)的函數(shù)為B=f₁(I)。

    在不考慮漏感時(shí)，電感的計(jì)算式可用式（4）表示。

    L=W=WS    （4）

式中：φ為磁路磁通量。

    則有氣隙可飽和電感與電流的關(guān)系為

    L=WSf₁(I)    （5）

2    飽和電感在開(kāi)關(guān)電源中的應(yīng)用

2.1    尖峰抑制器

    開(kāi)關(guān)電源中尖峰干擾主要來(lái)自功率開(kāi)關(guān)管和二次側(cè)整流二極管的開(kāi)通和關(guān)斷瞬間。具有容易飽和，儲(chǔ)能能力弱等特點(diǎn)的飽和電感能有效抑制這種尖峰干擾。將飽和電感與整流二極管串聯(lián)，在電流升高的瞬間，它呈現(xiàn)高阻抗，抑制尖峰電流，而飽和后其飽和電感量很小，損耗小。通常將這種飽和電抗器作為尖峰抑制器。

    在圖2所示電路中，當(dāng)S₁導(dǎo)通時(shí)，D₁導(dǎo)通，D₂截至，由于可飽和電感L_s的限流作用，D₂中流過(guò)的反向恢復(fù)電流的幅值和變化率都會(huì)顯著減小，從而有效地抑制了高頻導(dǎo)通噪聲的產(chǎn)生。當(dāng)S₁關(guān)斷時(shí)，D₁截至，D₂導(dǎo)通，由于L_s存在著導(dǎo)通延時(shí)時(shí)間Δt，這將影響D₂的續(xù)流作用，并會(huì)在D₂的負(fù)極產(chǎn)生負(fù)值尖峰電壓。為此，在電路中增加了輔助二極管D₃和電阻R₁。

圖2    尖峰抑制器的應(yīng)用

[!--empirenews.page--]2.2    磁放大器

    磁放大器是利用可控飽和電感導(dǎo)通延時(shí)的物理特性，控制開(kāi)關(guān)電源的占空比和輸出功率。該開(kāi)關(guān)特性受輸出電路反饋信號(hào)的控制，即利用磁芯的開(kāi)關(guān)功能，通過(guò)弱信號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)電壓脈沖脈寬控制以達(dá)到輸出電壓的穩(wěn)定。在可控飽和電感上加上適當(dāng)?shù)牟蓸雍涂刂破骷?，調(diào)節(jié)其導(dǎo)通延時(shí)的時(shí)間，就可以構(gòu)成最常見(jiàn)的磁放大器穩(wěn)壓電路。

    磁放大器穩(wěn)壓電路有電壓型控制和電流型控制兩種。圖3所示為電壓型復(fù)位電路，它包括電壓檢測(cè)及誤差放大電路，復(fù)位電路和控制輸出二極管D3，它是單閉環(huán)電壓調(diào)節(jié)系統(tǒng)。

圖3    磁放大器電壓型復(fù)位穩(wěn)壓電路

    圖4所示為移相全橋ZVS-PWM開(kāi)關(guān)電源磁放大器穩(wěn)壓器[2]。全橋開(kāi)關(guān)電路變壓器二次雙半波整流各接一個(gè)磁放大器SR，其鐵心繞有工作繞組和控制繞組。在正半周，當(dāng)某輸出整流管正偏（另一輸出整流管反偏），變壓器副邊輸出的方波脈沖加在相應(yīng)的工作繞組上，使SR鐵心正向磁化（增磁）；在負(fù)半周，該輸出整流管反偏，和控制繞組串聯(lián)的二極管D₃正偏導(dǎo)通，在直流控制電流I_c的作用下，使該SR的鐵心去磁（復(fù)位）。

圖4    移相全橋ZVS-PWM開(kāi)關(guān)電源磁放大器穩(wěn)壓器

    控制電路的工作原理是：開(kāi)關(guān)電源輸出電壓與基準(zhǔn)比較后，經(jīng)誤差放大控制MOS管的柵極，MOS管提供與輸出電壓有關(guān)的磁放大器SR的控制電流I_c。

2.3    移相全橋ZVS-PWM變換器

    移相全橋ZVS-PWM變換器結(jié)合了零電壓開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振技術(shù)和傳統(tǒng)PWM技術(shù)兩者的優(yōu)點(diǎn)，工作頻率固定，在換相過(guò)程中利用LC諧振使器件零電壓開(kāi)關(guān)，在換相完畢后仍然采用PWM技術(shù)傳送能量，控制簡(jiǎn)單，開(kāi)關(guān)損耗小，可靠性高，是一種適合于大中功率開(kāi)關(guān)電源的軟開(kāi)關(guān)電路。但當(dāng)負(fù)載很輕時(shí)，尤其是滯后橋臂開(kāi)關(guān)管的ZVS條件難以滿(mǎn)足。

    將飽和電感作為移相全橋ZVS-PWM變換器的諧振電感[3]，能擴(kuò)大輕載下開(kāi)關(guān)電源滿(mǎn)足ZVS條件的范圍。將其應(yīng)用于弧焊逆變電源中[4]，可減少附加環(huán)路能量和有效占空比的損失，在保證效率的基礎(chǔ)上，擴(kuò)展了零電壓切換的負(fù)載范圍，提高了軟開(kāi)關(guān)弧焊逆變電源的可靠性。

    將飽和電感與開(kāi)關(guān)電源的隔離變壓器二次輸出整流管串聯(lián)，可消除二次寄生振蕩，減小循環(huán)能量，并使移相全橋ZVS-PWM開(kāi)關(guān)電源的占空比損失最小。

    除此以外，將飽和電感與電容串接在移相全橋ZVS-PWM開(kāi)關(guān)電源變壓器一次[5]，超前臂開(kāi)關(guān)管按ZVS工作；當(dāng)負(fù)載電流趨近于零時(shí)，電感量增大，阻止電流反向變化，創(chuàng)造了滯后臂開(kāi)關(guān)管ZCS條件，實(shí)現(xiàn)移相全橋ZV-ZCSPWM變換器。

2.4    諧振變換器

    采用串聯(lián)電感或飽和電感的串聯(lián)諧振變換器[6]如圖5所示。當(dāng)諧振電感電流工作在連續(xù)狀態(tài)時(shí)，開(kāi)關(guān)管為零電壓/零電流關(guān)斷，但開(kāi)通是硬開(kāi)通，存在開(kāi)通損耗。反并聯(lián)二極管為自然開(kāi)通，但關(guān)斷時(shí)有反向恢復(fù)電流，因此，反并聯(lián)二極管必須采用快恢復(fù)二極管。為了減小開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通損耗，實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)通，可以使開(kāi)關(guān)管串聯(lián)電感或飽和電感。開(kāi)關(guān)管開(kāi)通之前，飽和電感電流為零。當(dāng)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)，飽和電感限制開(kāi)關(guān)管的電流上升率，使開(kāi)關(guān)管電流從零慢慢上升，從而實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的零電流開(kāi)通，同時(shí)改善了二極管的關(guān)斷條件，消除了反向恢復(fù)問(wèn)題。

圖5    諧振變換器

2.5    逆變電源[7]

    逆變電源以其控制性能好，效率高，體積小等諸多優(yōu)點(diǎn)，被廣泛用于自動(dòng)控制，電力電子及精密儀器等各個(gè)方面。它的性能與整個(gè)系統(tǒng)的品質(zhì)息息相關(guān)，尤其是電源的動(dòng)態(tài)性能。由于逆變電源自身的特點(diǎn)，其動(dòng)態(tài)特性一直不夠理想。

    采用PWM和PFM控制的逆變電源，其工作原理決定了要得到平滑的電流電壓波形，必須在其輸出電路上加續(xù)流電感，而該電感正是影響逆變電源動(dòng)態(tài)性能的主要因素。對(duì)于恒壓源，電感電流與負(fù)載完全成反比關(guān)系；對(duì)于可控恒流源，要使電感電流由小變大，必然要以小的負(fù)載值作為前提，盡管不是完全的對(duì)應(yīng)關(guān)系，但可以說(shuō)電流的變化在某種程度上反映了負(fù)載的變化。

    因此，采用隨電流增大而減小的電感作為逆變電源的輸出電感，可有效地改變電源輸出電路的時(shí)間常數(shù)T，使其完全與R成反比（T=L/R），進(jìn)而在負(fù)載變化范圍內(nèi)維持在一個(gè)相對(duì)較小的數(shù)值上，這樣自然會(huì)提高動(dòng)態(tài)性能。

3    結(jié)語(yǔ)

    本文詳述了飽和電感的物理特性及其電感與電流的變化關(guān)系，在此基礎(chǔ)上總結(jié)了飽和電感在尖峰抑制器，磁放大器，移相全橋ZVS?PWM變換器，諧振變換器和逆變電源中的應(yīng)用情況，并簡(jiǎn)要地分析了它們的工作原理。