適用于SAR ADC的CMOS比較器的設(shè)計
引言
比較器|0">比較器廣泛應(yīng)用于從模擬信號到數(shù)字信號的轉(zhuǎn)換過程當(dāng)中。在模一數(shù)轉(zhuǎn)換過程中，經(jīng)過采樣的信號經(jīng)過比較器以決定模擬信號輸出的數(shù)字值。比較器可以比較一個模擬信號和另外一個模擬信號或參考信號的大小。比較器大都采用開環(huán)模式，這種開環(huán)結(jié)構(gòu)不必對比較器進行補償，同時，未進行補償?shù)谋容^器可以獲得較大的帶寬和較高的頻率響應(yīng)。然而由于MOS器件的失配誤差，以及放大器的增益和速度之間的相互制約，使得在一定工藝條件下同時實現(xiàn)比較器的高速和高精度非常困難。
本文提出一種帶時鐘控制的可再生比較器，適用于在時間上離散的信號。此設(shè)計在傳統(tǒng)的前置預(yù)放和鎖存器級聯(lián)的理論基礎(chǔ)上，通過引入交叉耦合負載、復(fù)位和鉗位技術(shù)，與文獻[3]相比，實現(xiàn)了更高的速度和相對較高的精度。
比較器結(jié)構(gòu)與設(shè)計
該比較器的結(jié)構(gòu)簡化如圖1所示。
前置放大器的設(shè)計及優(yōu)化
傳統(tǒng)的前置放大器結(jié)構(gòu)如圖2所示，這種內(nèi)置正反饋比較器由一個差分輸入對，一個偽電流源和一對交叉耦臺負載組成，負載連接成差分的模式。M1和M2組成差分輸入對，M3、M33、M4、M44組成帶有正反饋的負載，以提高電路的增益，這個正反饋單元電路可以通過調(diào)整M3、M4和M33、M44管的寬長比(W／L)來形成弱正反饋或強正反饋。
前置放大器電路中的正反饋分析
正反饋是通過連接到M3和M4的源一漏極的并聯(lián)電壓反饋。其比較的工作過程為：差分輸入信號加到NMOS對管M1和M2的柵極，假設(shè)一端加正電壓信號，另一端則為負電壓信號；NMOS管M1中流過的電流Ids1開始增大，M2中電流Ids2開始減小，M3和M33柵極電位下降，M4和M44柵極電位上升，M3管中電流Ids3增大，M4管中電流Ids4減??；從而使M4和M44的柵極電位更高，M3和M33柵極電位更低，這個正反饋重復(fù)進行直到Ids33隨其柵電壓減小而增大的速度與Ids4減小的速度相等，以及Ids44隨其柵電壓增大而減小的速度與Ids3增大的速度相等。
如果忽略M3與M4兩個交叉耦合的PMOS管負載的溝道長度調(diào)制效應(yīng)的影響，則交叉耦合負載的作用相當(dāng)于一個負電阻RX=-2/gm3(其中g(shù)m3=gm4)
考慮到M3、M4的溝道長度調(diào)制效應(yīng)的影響，則
交叉耦合的正反饋負載的負電阻特性補償了一部分正的輸出阻抗，在一定程度上提高了差分輸出阻抗，提高了比較器的增益。所以，第一級前置正反饋放大器的增益為：
化簡得到直流電壓增益為：
在C1相同時，時間常數(shù)越大，比較器的信號傳輸時間越長，其轉(zhuǎn)換速度就越低。但同時，比較器的增益卻越大，因此導(dǎo)致高增益與高速度的矛盾。
設(shè)計優(yōu)化
優(yōu)化后的前置內(nèi)置正反饋放大器電路結(jié)構(gòu)如圖3所示：
RS與兩個相反的時鐘信號用來控制比較器的復(fù)位，當(dāng)RS為高時，比較器處于復(fù)位狀態(tài)；RS為低時，比較器開始進行比較。這樣通過每次比較前的復(fù)位，可以進一步提高比較器的翻轉(zhuǎn)速度。
為了獲得更高的工作速度，在兩個輸出端之間還有兩個鉗位二極管，用來控制兩個差分輸出端的電壓差。如果輸出電壓差值過大，則當(dāng)本級比較器的輸入發(fā)生翻轉(zhuǎn)時，兩個輸出端會由于電壓差過大而造成輸出端翻轉(zhuǎn)的速度較慢，從而影響輸出結(jié)果和比較器的性能。所以這兩個MOS管可以起到鉗位的作用，即限制Vo1和Vo2電壓的擺幅，提高比較器的速度。在平衡狀態(tài)時，通常∣Vo1-Vo2∣<VTH，所以在小信號工作期間是斷開的。設(shè)計中在鉗位管的作用下，∣Vo1-Vo2∣被控制在1.3V以內(nèi)。
第三級鎖存比較器設(shè)計
因前置放大器的增益與輸入電壓的乘積不足以達到輸出VOH的要求，所以把放大后的電壓再加到鎖存器上即可以得到所要求的電壓。第三級比較器的結(jié)構(gòu)采用可再生比較器，它也是使用正反饋來實現(xiàn)兩個信號的比較?？稍偕容^器又稱為鎖存比較器。比較器中兩相非交疊時鐘控制，確定不同的工作模式，從而實現(xiàn)比較器的復(fù)位與輸出。其電路的拓撲結(jié)構(gòu)如圖4所示。其中兩相非交疊時鐘Q1和Q2的波形如圖5所示。
當(dāng)時鐘Q1為高電平時，比較器處于復(fù)位狀態(tài)。這時節(jié)點1和2被置成等電位。接下來是再生階段，當(dāng)APX和APV都為低電平時，通過交叉耦合的NMOS管M3和M4的正反饋進行電壓再生，使節(jié)點1和2的電壓一個變高而另一個變低。最后是當(dāng)Q1為低、Q2為高時，比較的結(jié)果通過M5、M6、M7、M8、M9的作用輸出，并保存此輸出至下一個復(fù)位狀態(tài)。
如圖4所示，本設(shè)計中的鎖存器使用的是NMOS管鎖存器。確定鎖存器工作時從開始狀態(tài)到最終狀態(tài)所需要的時間是很重要的。
當(dāng)M3和M4管相同時：gm3=gm4=gm，C3=C4=C，R3=R4=R。
比較器要在規(guī)定的時間內(nèi)分辨出兩輸入信號之間微小的差值，先通過前置預(yù)放在T1時間把輸入電壓放大到Vin，將Vin加到鎖存器的輸入端，再經(jīng)過Tp時間達到要求的輸出電壓，所以總的響應(yīng)時間T1+Tp必須足夠小。而T1與前置放大器的3dB帶寬有關(guān)，帶寬越高則放大信號的時延越小。此設(shè)計中兩級前置放大器的-3dB帶寬約為50MHz，所以T1較小；Tp與鎖存器的輸入有關(guān)，想使Tp越短，其輸入Vin就應(yīng)該越大。前面的兩級前置放大器剛好解決這個問題，可以快速建立鎖存器的輸入，從而提高電路的工作速度。
另外，鎖存器較大的輸入失調(diào)電壓和輸入管寄生電容的KT／C噪聲也會直接影響到比較器的性能，因為這將會限制鎖存器的精度。同樣通過前兩級前置放大器的作用，鎖存器的輸入失調(diào)電壓等效到前置放大器的輸入端就會變得很小，因此可以較大程度上減小鎖存器的輸入失調(diào)電壓和輸入MOS管寄生電容的KT／C噪聲對比較器性能的影響。
設(shè)計結(jié)果分析與版圖
為了提高增益和工作速度，輸入對管的寬長比取值要稍大些。在設(shè)計中第一級和第二級前置放大器的偏置電流取值為52μA，其增益分別為14.75和11.8，帶寬為40MHz。前置放大器的大帶寬有利于減小其響應(yīng)時間，經(jīng)過兩級放大后，第三級鎖存器的輸入電壓的最小值為Vin_min×14.75×11.8，鎖存器較大的輸入相應(yīng)地減小了鎖存器的時間常數(shù)，使鎖存器的輸出達到VOH-VOL的時間減小，實現(xiàn)了鎖存器的快速鎖存。經(jīng)過仿真，其性能參數(shù)如下：電源電壓3.3V，輸出VOH-VOL=3.3V，最小分辨率0.8mV，功耗<0.6mW，輸出動態(tài)范圍3.3V。
芯片采用了0.18μm的1P6MCMOS設(shè)計工藝，在實現(xiàn)高分辨率的同時也能獲得較高的速度，模擬結(jié)果表明，分辨率可以達到12bit。在版圖設(shè)計中，為了增強差分管的匹配性，管子和連線都采用全對稱的設(shè)計結(jié)構(gòu)，版圖如圖6所示，面積為120μm×130μm。
結(jié)語
本設(shè)計介紹了一種ADC中常用的比較器，采用了兩級前置放大器和一級鎖存器組成的三級結(jié)構(gòu)，而且每一級結(jié)構(gòu)內(nèi)部都帶有內(nèi)置正反饋。本設(shè)計采用了簡單的結(jié)構(gòu)，以較小的芯片面積，實現(xiàn)了較高的速度和12bit的高精度，可以廣泛應(yīng)用于高速和高精度的ADC中。
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