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[導讀]摘要:對μMAX封裝的升壓型PWM控制器MAX668/MAX669的使用特點進行了分析,給出了升壓型DC/DC變換器外圍電路的設計方法和過程。 關(guān)鍵詞:PWM控制器;MAX668/MAX669;DC/DC變換器 1引言MAX668/MAX669是固定頻率的

摘要:對μMAX封裝的升壓型PWM控制器MAX668/MAX669的使用特點進行了分析,給出了升壓型DC/DC變換器外圍電路的設計方法和過程。
 

關(guān)鍵詞:PWM控制器;MAX668/MAX669;DC/DC變換器


1引言

MAX668/MAX669是固定頻率的工作于電流模式的PWM控制器,功率可超出20W且可調(diào),效率可達90%。寬范圍的輸入電壓(1.8~28V)使其可接受多種電源輸入,具有可調(diào)節(jié)的頻率范圍(100~500kHz)、可外同步運行等特點,使其對外接元件的尺寸和成本的優(yōu)化更為方便,可以實現(xiàn)對于敏感頻率和開關(guān)諧波的隔離。兩種器件同時具有數(shù)控軟啟動功能、邏輯控制的停機模式、用戶設置的峰值電流以及輸出容量12mA的5V線性穩(wěn)壓器等。其封裝形式為十分靈巧的10引腳μMAX封裝。這些優(yōu)點使MAX668/MAX669可以廣泛應用于無繩電話、手提電腦等許多電子設備中。

2管腳功能和使用特點

其封裝形式如圖1所示。

各管腳功能如下:

腳1LDO5V的芯片調(diào)壓器輸出,該調(diào)壓器為內(nèi)部的所有電路供電,包括EXT門極驅(qū)動,通過1個1μF的陶瓷電容器與接地端連接;

腳2FREQ振蕩頻率設定的輸入端,通過1個電阻ROSC連接FREQ與接地端,設定頻率fOSC=5×1010/ROSC,頻率為100~500kHz可調(diào),當SYNC/SHDN利用外部時鐘時同樣使用該電阻;

腳3GND邏輯地;

腳4REF1?25V的參考輸出,通過0?22μF的電容與接地端連接,可以有50μA的電流;

腳5FB反饋輸入,其閾值為1?25V;

腳6CS+電流傳感器的正輸入端,在CS+與PGND之間接電流傳感器電阻RCS;

腳7PGNDEXT門極驅(qū)動和電流檢測負向輸入端;

腳8EXT外部MOSFET門極驅(qū)動輸出;

腳9VCC電源輸入到腳1調(diào)壓器,VCC可以接受28V的電壓,由一個0?1μF陶瓷電容與接地端連接;

腳10SYNC/SHDN停機控制和同步輸入,有三種控制模式:當該管腳為低電平時,停機;當為高電平


 

 


圖1MAX668/MAX669的封裝形式

 

 


圖2升壓型DC/DC變換器

 

 


時,由腳2設置的振蕩頻率運行;當外同步運行時,由時鐘設置運行頻率,轉(zhuǎn)換周期起始于輸入時鐘的上升沿。

MAX668與MAX669的不同之處是可以運行于自舉或非自舉兩種狀態(tài),輸入電壓在3~28V,VCC可以連接到輸入、輸出或其它電壓源。在自舉時,輸出不高于28V,在非自舉時,輸出可高于28V并可調(diào)。MAX669輸入電壓在1.8~28V之間。必須連接成自舉狀態(tài),輸出電壓不高于28V,因為MAX669沒有欠壓封鎖功能,當LDO低于2?5V時,在開環(huán)下以50%的占空比啟動振蕩器驅(qū)動EXT,當LDO高于2?5V時,運行在閉環(huán)狀態(tài)下。

SYNC/SHDN提供外同步運行和關(guān)機控制。當SYNC/SHDN為低電平時,芯片關(guān)機;當SYNC/SHDN為高電平時,則芯片通過ROSC確定運行頻率,

ROSC=5×1010/fOSC(Ω)。當芯片為外部同步運行時,時鐘信號的上升沿為SYNC/SHDN的輸入,當同步信號丟失時,若SYNC/SHDN為高電平,內(nèi)部振蕩器將在最后一個周期起作用,頻率仍由ROSC確定;當利用外部時鐘時,若不能滿足15mV的電流檢測器閾值,則將切換為閑置模式,即閑置模式只發(fā)生在輕載時,此時,ROSC將被設置為低于同步時鐘頻率15%的頻率,即ROSC(SYNC)=5×1010/(0.85×fSYNC)(Ω)

MAX668/MAX669具有軟啟動功能,而且不需外部電容器。當芯片加電時,或者退出欠壓鎖定時會出現(xiàn)軟啟動。MAX669只有LDO的電壓達到2?5V時,才會開始軟啟動。

3DC/DC變換器的設計

以升壓型DC/DC變換器的設計為例,對其設計過程進行說明。變換器電路如圖2所示。

3.1設置運行頻率

頻率的確定主要考慮如下因素

1)噪聲因素,運行頻率必須設置高于或低于特定的頻段;

2)高頻率允許使用小容量的電感器和電容器;

3)高頻將使芯片和FET器件消耗較大的能量,降低系統(tǒng)效率;而小容量的電感和電容器具有較小的等效電阻值,在一定程度上能彌補效率的降低。 當利用內(nèi)部頻率時,ROSC(SYNC)=5×1010/fOSC(Ω);當利用外部時鐘時,ROSC(SYNC)=5×1010/(0.85×fSYNC)(Ω)。

3?2設置輸出電壓

輸出電壓由電阻R2和R3確定,首先在10kΩ和1MΩ之間選定R3,則R2為R2=R3(1)

式中:VREF為1?25V。

3?3確定電感值

根據(jù)芯片內(nèi)部設置的動態(tài)補償?shù)贸龅碾姼辛績?yōu)化值為

LID=VOUT/(4×IOUT×fOSC)(2)

當計算的電感值不是標準值時,可以在較大的±30%容差范圍內(nèi)選擇標準值,當取值小于計算值時,電感電流的峰?峰值ILPP將變大,需使用大的輸出濾波電容,以滿足紋波要求。當取值高于計算值時,需要增大相同比例的濾波電容器。因為其高頻損耗較高,推薦應用鐵氧體鐵芯,不要使用鐵粉芯。[!--empirenews.page--]

3?4確定峰值電感電流

峰值電感電流為

ILP=ILDC+ILPP/2(3)

式中:ILDC為平均直流輸入電流;

ILPP為電感峰?峰紋波電流。ILDC=(4)

式中:VD為肖特基整流二極管D1的正向壓降;

VSW為外部FET壓降。

當導通時ILPP=(5)

式中:L為電感量。

選擇的電流飽和值應該等于或高于計算值。

另外電感應該有盡可能小的電阻值,該電阻的耗能為

PLR=(IOUT×VOUT/VIN)2×RL(6)

式中:RL為電感串聯(lián)等效電阻。

當確定峰值電感電流值后,根據(jù)器件的電氣特性得知在最壞情況下的最小電流限制閾值電壓為85mV,由最大負載電流下的電感峰值電流可得電流檢測器電阻為

RCS=85/ILP(mΩ)(7)

當峰值電感電流大于1A時,必須利用開爾文傳感器的連接型式將RCS連接在CS+和PGND之間,PGND和GND連接在一起。

3.5功率MOSFET的選擇

需要選擇N溝道的MOSFET,在選擇時主要考慮

1)總的門極電荷Qg;

2)反向傳遞電容或電荷CRSS;

3)通態(tài)電阻RDS(ON);

4)最大的VDS(max);

5)最小的閾值電壓VTH(min)。

當頻率高時,Qg和CRSS對效率的影響更大一些,為主要考慮對象。Qg同時影響器件的導通電流

IG=Qg×fOSC(8)

3?6二極管的選擇

高頻率要求選擇快速二極管,推薦使用肖特基二極管,因為其具有快恢復時間和低的正向壓降。二極管的平均電流額定值需滿足下式計算值ID=IOUT+(9)

二極管的反向擊穿電壓必須高于VOUT。當輸出電壓高時,可選用硅整流管。

3?7輸出濾波電容

最小的輸出濾波電容為COUT(min)=(F)(10)

式中:VIN(min)為最小期望的輸入電壓。

輸出紋波主要由電容等效串聯(lián)電阻ESR決定,一般取2~3倍的COUT(min)。此時輸出紋波電壓為

VRI(ESR)=ILP×ESR(11)

3?8輸入電容的選擇

輸入電容CIN可以減小電流噪聲和輸入電源的電流峰值。輸入電容值主要由輸入電源的等效阻抗值決定。阻抗越大,電容值越大,一般選擇輸入電容值CIN與輸出電容值COUT相等。

3?9旁路電容

在REF和GND之間連接1個0?22μF的旁路電容,在LDO和GND之間連接1個1μF的旁路電容,在VCC和GND之間連接1個0?1μF的旁路電容,而且所有的旁路電容離管腳越近越好。

3?10補償電容

由于輸出波電容的等效串聯(lián)電阻ESR將在控制環(huán)中增加1個左半平面零點,影響穩(wěn)定性,因此在FB和GND之間需要連接一個補償電容CFB,CFB與反饋等效電阻作用形成一個極點,從而抵消ESR引起的零點。因此補償電容值為CFB=COUT×(F)(12)

式中:R2和R3為反饋電阻。

實際取值可以為計算值的50%~150%。

4結(jié)語

MAX668/MAX669可廣泛地應用于升壓型、SEPIC、反激型和隔離型等多種拓撲結(jié)構(gòu),在選擇運行模式和芯片時,有幾點需要注意:

1)當VIN低于2?7V時,必須選擇MAX669芯片且連接為自舉模式。當輸出電壓始終不高于5?5V時,LDO需要與VCC短接,使LDO調(diào)壓器失效,以消除LDO的壓降。

2)當VIN高于3?0V時,尤其是輸出電壓較高時,采用非自舉模式可以減少芯片靜態(tài)損耗,同樣當VIN始終不高于5?5V時,LDO需要與VCC短接,使LDO調(diào)壓器失效,以消除LDO的壓降。

3)當VIN在3.0~4.5V之間時,若連接為自舉模式,盡管增加了靜態(tài)功耗,但可以提高門極驅(qū)動能力,減小MOSFET的通態(tài)電阻,從而提高系統(tǒng)的效率。

4)當VIN始終高于4?5V時,采用非自舉模式較好,因為此時若采用自舉模式,不會增加門極驅(qū)動能力,但是額外地增加了芯片的靜態(tài)功耗。

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