極點(diǎn)跟隨的LDO穩(wěn)壓器頻率補(bǔ)償方法的研究

LDO穩(wěn)壓器的頻率補(bǔ)償設(shè)計(jì)，不僅直接決定了頻率穩(wěn)定性，而且對(duì)LD0穩(wěn)壓器的性能參數(shù)，尤其是瞬態(tài)響應(yīng)速度，有很大的影響。此外，隨著當(dāng)前半導(dǎo)體集成電路工藝的發(fā)展，越來(lái)越多的功能電路能夠被集成于單一芯片中，而現(xiàn)有的LDO穩(wěn)壓器頻率補(bǔ)償技術(shù)，對(duì)芯片上頻率補(bǔ)償電容的需要，大大阻礙了LDO穩(wěn)壓器芯片集成度的提高和與其他功能電路的系統(tǒng)集成。

　　本文對(duì)LDO穩(wěn)壓器的頻率穩(wěn)定問(wèn)題，和現(xiàn)有的頻率補(bǔ)償設(shè)計(jì)技術(shù)進(jìn)行了理論分析。在此基礎(chǔ)上，提出了一種新型的頻率補(bǔ)償方法，并給出了電路實(shí)現(xiàn)途徑。通過(guò)一個(gè)采用TSMC0.18 μm混合信號(hào)半導(dǎo)體工藝，最大輸出電流為100 mA的LDO穩(wěn)壓器設(shè)計(jì)，對(duì)該方法做出了進(jìn)一步的說(shuō)明。最后，結(jié)合LDO穩(wěn)壓器的HSpice仿真結(jié)果，對(duì)本文提出的頻率補(bǔ)償方法的效果進(jìn)行了討論。

　　便攜電子設(shè)備無(wú)論是由蓄電池組，還是交流市電經(jīng)過(guò)整流后(或交流適配器)供電，工作過(guò)程中，電源電壓都存在變化。例如單體鋰離子電池充足電時(shí)的電壓為4.2 V，放電后的電壓為2.3 V，變化范圍很大。而各種整流器的輸出電壓不僅受市電電壓變化的影響，還受負(fù)載變化的影響。因而近年來(lái)，低壓差線性穩(wěn)壓器(LowDropout Linear Regulator)以其低成本，高電池利用率，潔凈的輸出電壓等特點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于移動(dòng)電話、掌上電腦等消費(fèi)類電子產(chǎn)品，以及便攜式醫(yī)療設(shè)備和測(cè)試儀器中。 

　　2 LDO穩(wěn)壓器頻率補(bǔ)償

　　LDO穩(wěn)壓器的典型結(jié)構(gòu)，如圖1所示。圖1中，Vref為具有良好溫度特性的電壓參考信號(hào)，Vin為不穩(wěn)定的輸入電壓信號(hào)，Vo為輸出電壓信號(hào)。LDO穩(wěn)壓器利用由壓差放大器、電壓緩沖器、電壓調(diào)整管Mpass和反饋網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的負(fù)反饋環(huán)路，維持Vo穩(wěn)定。

　　當(dāng)環(huán)路對(duì)一定頻率的信號(hào)的相移達(dá)到-180°時(shí)，負(fù)反饋成為了正反饋，如果環(huán)路增益T仍大于單位增益，環(huán)路將產(chǎn)生自激振蕩，失去穩(wěn)定Vo的作用，故需要頻率補(bǔ)償設(shè)計(jì)，來(lái)保證在相移達(dá)到-180°之前，T已衰減到單位增益以下。在單位環(huán)路增益頻率fu處，環(huán)路相移與180°的和，被稱為相位裕度θ。在θ與閉環(huán)增益Ac1間存在以下關(guān)系：

　　由式(1)可以看到，若相位裕度小于60°，則∣Ad∣大于1/β，即發(fā)生過(guò)沖。過(guò)沖會(huì)導(dǎo)致LDO穩(wěn)壓器的階躍響應(yīng)呈現(xiàn)欠阻尼振蕩(振鈴)。因而相位裕度不僅是考察頻率穩(wěn)定性的重要參數(shù)，而且對(duì)瞬態(tài)響應(yīng)也有很大影響。

　　圖1中存在兩個(gè)低頻極點(diǎn)，分別為位于電壓緩沖器輸出端的極點(diǎn)P1，和LDO穩(wěn)壓器輸出端的極點(diǎn)P2。P1與P2的值由電壓緩沖器的輸出等效電阻Ro1，Mpass的柵、源極電容Cgs，LDO穩(wěn)壓器輸出端的等效電阻Ro2和外接電容Co決定：

　　為保證LDO穩(wěn)壓器的頻率穩(wěn)定性和足夠的相位裕度，P1與P2的間距(P1／P2)應(yīng)足夠大。但由式(3)，P2隨著LDO穩(wěn)壓器的輸出電流的增大，逐漸向高頻移動(dòng)，使P1和P2的間距縮小，造成頻率穩(wěn)定性變差。[!--empirenews.page--]

　　傳統(tǒng)LDO穩(wěn)壓器的頻率補(bǔ)償方法，如圖1所示，利用了輸出端電容Co及其等效串聯(lián)電阻Resr，產(chǎn)生一個(gè)左半平面(LHP)零點(diǎn)Z1：

　　若Resr的取值使Z1與P1足夠接近，并相互抵消，則在LDO穩(wěn)壓器的通帶內(nèi)只有一個(gè)極點(diǎn)P2，環(huán)路相移不會(huì)超過(guò)-180°。但是，Resr會(huì)增加Vo在瞬態(tài)過(guò)程中的變化幅度，降低對(duì)Vin中噪聲的抑制，且對(duì)Resr取值的要求，限制了Co可選擇的類型，增大了使用難度和系統(tǒng)成本。此外，Resr的值還受到環(huán)境溫度、電壓和頻率的影響，所以頻率穩(wěn)定性不能得到可靠的保障。

　　由于以上原因，當(dāng)前的LDO穩(wěn)壓器，多采用內(nèi)部頻率補(bǔ)償。一類內(nèi)部頻率補(bǔ)償技術(shù)借鑒了傳統(tǒng)LDO穩(wěn)壓器的零、極點(diǎn)抵消方法，并利用前饋技術(shù)，或芯片內(nèi)部的RC網(wǎng)絡(luò)和電壓控制電流源，產(chǎn)生所需的零點(diǎn)。但是，要做到芯片內(nèi)產(chǎn)生的零點(diǎn)與相應(yīng)極點(diǎn)的完全匹配，是非常困難的。而未能相互抵消的零點(diǎn)和極點(diǎn)，會(huì)成為L(zhǎng)DO穩(wěn)壓器通帶內(nèi)的零、極點(diǎn)對(duì)(doublet)，造成Vo建立時(shí)間的增加。另一類廣泛使用的內(nèi)部頻率補(bǔ)償為米勒頻率補(bǔ)償。米勒補(bǔ)償具有極點(diǎn)分離的特性，即通過(guò)跨接在Mpass柵極和漏極的米勒電容Cm，將P1推向低頻，P2推向高頻。米勒補(bǔ)償后，P1與P2由式(2)、式(3)變?yōu)椋?/p>

　　其中，gm為Mpass的跨導(dǎo)。

　　由式(5)，欲使P1遠(yuǎn)小于P2，則Cm會(huì)很大，電路內(nèi)部對(duì)其充放電的過(guò)程造成Vo的壓擺時(shí)間tsr變長(zhǎng)。因Co很大，由式(6)，P2處于低頻，限制了增益帶寬GBW。米勒補(bǔ)償對(duì)tsr和GBW的影響，直接增大了LDO穩(wěn)壓器的環(huán)路延時(shí)td(參看式(7))。雖然通過(guò)嵌套的米勒頻率補(bǔ)償方法或電容倍增電路，能夠減小Cm，但未能根除Cm對(duì)LDO穩(wěn)壓器芯片的集成度的影響。

　　針對(duì)以上問(wèn)題，下節(jié)將給出一種能夠保證LDO穩(wěn)壓器的高速，且無(wú)需芯片上頻率補(bǔ)償電容的新型頻率補(bǔ)償方法。

　　3 極點(diǎn)跟隨頻率補(bǔ)償

　　LDO穩(wěn)壓器空載時(shí)，由式(3)，P2為0 Hz(實(shí)際上，此時(shí)，λ和IDMpass為Mpass的溝道調(diào)制系數(shù)和漏極電流)，P1只需大于0 Hz，P1與P2的間距(P1／P2)就足以保證頻率穩(wěn)定性。隨著輸出電流的增大，P2向高頻移動(dòng)，如果P1能夠跟隨P2的變化，則P1與P2的間距得到維持。極點(diǎn)跟隨的頻率補(bǔ)償，即是當(dāng)輸出電流變化時(shí)，通過(guò)使P1跟隨P2的變化，獲得頻率穩(wěn)定性的方法。

　　一種使P1跟隨P2變化的電路實(shí)現(xiàn)，可利用共集電極和共漏極電壓緩沖器的輸出電阻，分別與偏置電流和偏置電流的開(kāi)方成反比的規(guī)律，根據(jù)輸出電流來(lái)動(dòng)態(tài)地調(diào)整電壓緩沖器的偏置電流，使P1也受輸出電流控制。

　　一個(gè)采用了極點(diǎn)跟隨頻率補(bǔ)償?shù)腖DO穩(wěn)壓器，如圖2所示。其中，完成頻率補(bǔ)償?shù)膭?dòng)態(tài)偏置電壓緩沖器，包括了由MOS晶體管MP3，MN4和運(yùn)算放大器OPA組成的輸出電流監(jiān)測(cè)電路，由MN1～MN3和MP1～MP2組成的電流鏡電路，以及由電流源IB2，IB3和雙極晶體管Q3～Q6組成的電壓緩沖器。[!--empirenews.page--]

　　輸出電流監(jiān)測(cè)電路中的MP3與LDO穩(wěn)壓器的電壓調(diào)整管Mpass的源、柵極驅(qū)動(dòng)電壓相等，且由于運(yùn)放OPA輸入端“虛短”特性，MP3的漏極(OPA正向輸入端)電壓等于Mpass的漏極(OPA負(fù)向輸入端)電壓，故有：

　　對(duì)照式(3)與式(13)，可以看到，P1／P2獨(dú)立于Io，故圖2中的LDO穩(wěn)壓器獲得了在整個(gè)負(fù)載變化范圍內(nèi)的頻率穩(wěn)定性。

　　4 仿真結(jié)果與討論

　　采用TSMC 0.18 μm混合信號(hào)Spice模型，和高精度仿真工具HSpice，對(duì)圖2中的LDO穩(wěn)壓器進(jìn)行了設(shè)計(jì)與仿真驗(yàn)證。在Co=1 μF，Io=100 mA的條件下，環(huán)路增益T的幅頻與相頻響應(yīng)的仿真結(jié)果如圖3所示，在單位環(huán)增益頻率內(nèi)，幅頻特性與單極點(diǎn)系統(tǒng)相同，以-20 dB／dec的速度衰減，相位裕度大于80°。

　　圖4為輸出電流Io在20 ns內(nèi)由0跳變?yōu)?00 mA時(shí)，LDO穩(wěn)壓器輸出電壓Vo的瞬態(tài)響應(yīng)。由圖4可以看到，Vo從空載到滿載的轉(zhuǎn)換時(shí)間約為0.5μs。如此良好的瞬態(tài)響應(yīng)是由于極點(diǎn)跟隨頻率補(bǔ)償具有以下優(yōu)點(diǎn)：極點(diǎn)P1對(duì)P2的跟隨，減小了P1的附加相移，增加了相位裕度，則由式(1)，有利于減小過(guò)沖導(dǎo)致的輸出電壓振鈴現(xiàn)象；無(wú)需引入零點(diǎn)，因而避免了零、極點(diǎn)對(duì)造成的輸出電壓穩(wěn)定時(shí)間的增加；對(duì)帶寬沒(méi)有限制，且無(wú)需米勒頻率補(bǔ)償電容，則由式(7)，有利于減小環(huán)路延時(shí)。此外，電壓緩沖器中的甲乙類推拉結(jié)構(gòu)和動(dòng)態(tài)電流，對(duì)提高響應(yīng)速度也有很大幫助。

　　最后需要說(shuō)明的是，對(duì)輸出電壓Vo進(jìn)行的直流掃描結(jié)果表明，Vo在整個(gè)輸出電流范圍內(nèi)的變化較大，約為4 %。經(jīng)分析，主要由以下因素造成：圖2中的寬帶壓差放大器的非對(duì)稱結(jié)構(gòu)引入了較大的輸入失調(diào)電壓；雙極器件的基極電流，以及NPN型器件與PNP型器件參數(shù)(放大倍數(shù)等)的差異引入的誤差。通過(guò)改用對(duì)稱結(jié)構(gòu)的低失調(diào)壓差放大器，并將雙極器件替換為MOS器件，可提高LDO穩(wěn)壓器的精度。但是由于低失調(diào)壓差放大器引入的低頻極點(diǎn)，以及MOS器件的低跨導(dǎo)造成的P1的頻率降低，會(huì)減小相位裕度，所以應(yīng)避免在壓差放大器中采用電流鏡(引入鏡極點(diǎn))或共源共柵(增加節(jié)點(diǎn)電阻)等結(jié)構(gòu)，并適當(dāng)提高電壓緩沖器中器件的尺寸和偏置電流。

　　本文提出的極點(diǎn)跟隨的頻率補(bǔ)償方法，提供了LDO穩(wěn)壓器良好的頻率穩(wěn)定性和瞬態(tài)響應(yīng)，且無(wú)需芯片上頻率補(bǔ)償電路，因而不僅適用于高負(fù)載變化響應(yīng)速度的單芯片LDO穩(wěn)壓器，在集成電源管理和片上系統(tǒng)（SOC）方面，也有較好的應(yīng)用前景。