單端正激型開(kāi)關(guān)電源的諧振去磁技術(shù)

1  引言

單端正激型開(kāi)關(guān)電源的結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單，已廣泛用于中小功率輸出場(chǎng)合。由于這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特點(diǎn)是功率變壓器工作在B-H曲線的第一象限，因此必須采用適當(dāng)?shù)娜ゴ欧椒?，以消除磁心單向磁化飽和的潛在隱患。在工程中，常用的去磁技術(shù)有增加去磁繞組、有源箝位、RCD箝位和ZVT箝位等多種方法[1]，其共同思路是在主功率開(kāi)關(guān)管截止后，通過(guò)一定的途徑，使變壓器中剩余的磁化能量瀉放或者消耗在無(wú)源功率電阻上，以確保下一個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通之前變壓器中無(wú)剩余磁化能量。實(shí)際上，不用增加額外的電路技術(shù)及元器件，僅僅利用單端正激型電源自身的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，就能較好地完成去磁要求，即采用諧振技術(shù)進(jìn)行去磁。這種諧振去磁技術(shù)的基本原理是在功率開(kāi)關(guān)管截止后，利用變壓器自身的等效電感和電路中元器件的分布電容進(jìn)行諧振，產(chǎn)生能量交換，以轉(zhuǎn)移變壓器的磁化能量。

2  諧振去磁技術(shù)的工作原理

在分析該諧振去磁電路的工作原理之前，首先假設(shè)[2]：①整個(gè)系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，一個(gè)開(kāi)關(guān)工作周期內(nèi)的各電量均為動(dòng)態(tài)平衡；②輸出電感Lo和輸出電容 Co與參與去磁的諧振組件相比，近似無(wú)窮大；③忽略變壓器的漏感及其對(duì)電路的影響；④開(kāi)關(guān)管VQ1與二極管均為理想器件，即忽略開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通電阻RDS(on)和二極管的正向壓降VF。 圖1示出一個(gè)單端正激型電源中，參與諧振去磁的基本電路組件。該電源的開(kāi)  關(guān)管采用MOSFET組件。

圖中  Lm——變壓器初級(jí)的等效電感

Ct——功率變壓器初級(jí)繞組的等效電容，與Lm并聯(lián)

Cs——開(kāi)關(guān)管VQ1的漏-源極結(jié)電容與并聯(lián)在其兩端的外電容之和

Cl——輸出整流二極管的結(jié)電容與外接并聯(lián)電容之和

圖2 示出功率變壓器初級(jí)的等效電路。由圖可見(jiàn)，C1等效到變壓器初級(jí)的電容為C1(N8/Np)2，且與Ct為并聯(lián)關(guān)系，同時(shí)Cs與Ct也為并聯(lián)關(guān)系。

在一個(gè)完整的開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，一個(gè)完整的諧振去磁過(guò)程由以下幾個(gè)工作階段組成[2]：

(1)第一階段  圖3示出第一階段即諧振去磁過(guò)程的諧振去磁電路電流走向及其工作過(guò)程。第一階段位于圖3b的Ton階段。在此之前，VQ1的漏源電壓 uDSVQ1為輸入電壓uin，負(fù)載電流流過(guò)VDf，流過(guò)變壓器磁心的磁化電流imag為負(fù)值i1。由t＝0開(kāi)始，VQ1受控導(dǎo)通。此時(shí)，imag開(kāi)始線性增加。流過(guò)變壓器初級(jí)的電流ip為imag和次級(jí)負(fù)載電流Io反射到變壓器初級(jí)的電流迭加之和，即ioNs/Npo在此階段，VDr導(dǎo)通，VDf截止。而C1和Cs的端電壓uC1和uCs均近似為零。假定變壓器的初級(jí)磁化電流在該階段開(kāi)始時(shí)為i1；結(jié)束時(shí)為i2，則兩者的關(guān)系為：  

i2=i1+uinTon/Lm                           (1)

(2)第二階段  圖4示出第二階段即諧振去磁階段的諧振去磁電路電流走向及其工作過(guò)程。第二階段位于圖4b的Tr階段。在Tr開(kāi)始階段，VQl受控制信號(hào)的作用截止。其uDSVQ1開(kāi)始迅速上升，當(dāng)uDSVQ1超過(guò) uin后，變壓器次級(jí)的線圈極性反轉(zhuǎn)，VDr截止，VDf導(dǎo)通。由于VQ1截止，Lm與電路中的等效電容Cr，即前述的Cs和C1等效到初級(jí)的電容，以及變壓器初級(jí)繞組的等效電容Ct三者并聯(lián)，形成一個(gè)并聯(lián)諧振電路，開(kāi)始諧振工作，形成正弦去磁電流imag。由電路理論可知，一個(gè)LC串聯(lián)或并聯(lián)的電路，在以諧振方式工作時(shí)，電感上的電流與電容上的電壓變化均為正弦，且彼此相位相差900，二者儲(chǔ)存的能量互相交換，即一個(gè)電量達(dá)到絕對(duì)值的最大時(shí)，另一個(gè)電量為零。由于在Tr開(kāi)始時(shí)，Cr的端電壓uCr=0，沒(méi)有存儲(chǔ)能量，而Lm中的能量在開(kāi)關(guān)截止前就達(dá)到了最大值，因此Lm與 Cr產(chǎn)生能量交換；該階段的持續(xù)時(shí)間為T(mén)r，且Tr為一完整諧振周期的1/2。即：

        Tr=π   LmCr    (2)

uCr由零所能達(dá)到的最大值：           

UCrmax=i2   Lm/Cr   (3)

uDSVQ1在Cr達(dá)到最大值時(shí)，也達(dá)到其峰值：

UdsVQ1 max=uin+i2    Lm/Cr              (4)[!--empirenews.page--]

在該工作階段，Cr實(shí)際上是先被充電至最大值，然后放電，直到又回到零值。而變壓器激磁電感Lm上的電流iLm變化規(guī)律同樣為正弦，且變化時(shí)間也為諧振周期的1/2。這樣，到了該階段的末期，imag就達(dá)到負(fù)向的最大值。由于系統(tǒng)處于穩(wěn)定的動(dòng)態(tài)平衡狀態(tài)，且能夠完全去磁，因此其值等于-i2。此時(shí)，uDSVQ1等于uin。該階段的等效電容：

Cr=C1(Ns/Np)2+Cs+C1              (5)

諧振電路的諧振頻率：

fr=1/(2π   LmCr)                      (6)

由初始條件可得磁化電流與等效電容電壓的變化為：

imag=i2cosωct                            (7)

UCr=i2    Lm/Cr  sinωct              (8)

式中ωc——諧振角頻率，

ωc=1/LmCr

Lm/Cr——諧振電路特征阻抗

在上兩個(gè)階段，變壓器中的磁場(chǎng)強(qiáng)度H與imag的變化相一致，即在Ton階段，H向正方向增加；在Tr，階段，因諧振作用，H向反方向變化。這樣，通過(guò)諧振便轉(zhuǎn)移了變壓器的激磁能量，并且最終實(shí)現(xiàn)了imag的反向流動(dòng)，從而達(dá)到了去磁的目的。但需注意的是，在該階段，imag在正負(fù)兩個(gè)方向流動(dòng)變化，為方便起見(jiàn)，圖4只示意了一個(gè)方向的流動(dòng)。

(3)第三階段  圖5示出第三階段，即恒流階段的諧振去磁電路電流走向及其工作過(guò)程。第三階段位于圖5b的恒流期Ts階段。在該時(shí)段內(nèi)，VQ1仍截止，由于前一階段uCr的諧振變化為零，故VQ1兩端的電壓為 uin當(dāng)uCr企圖繼續(xù)諧振并進(jìn)一步降低時(shí)，導(dǎo)致VDr導(dǎo)通。因此，當(dāng)該時(shí)間段開(kāi)始時(shí)，Np與Ns的端電壓均為零， uCr被箝位為零，諧振狀態(tài)結(jié)束，VDr與VDf均等效于導(dǎo)通狀態(tài)。而負(fù)向的imag因只有VDf→VDr→Ns這樣一條通路可以繼續(xù)流動(dòng)，且因電感的恒流特性，i1在這一階段保持恒定的負(fù)值-i1不變，這種工作模式一直持續(xù)到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的到來(lái)。在系統(tǒng)處于穩(wěn)定工作狀態(tài)，且保證每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都能完全進(jìn)行去磁的條件下，i1也等于下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)的i1，即：

                   il=uinTon /2Lm       (9)

3 諧振去磁技術(shù)特點(diǎn)及諧振頻率選擇

(1)降低了對(duì)控制電路占空比的要求。在常規(guī)的去磁繞組技術(shù)中，出于對(duì)開(kāi)關(guān)管耐壓的要求，通常將去磁繞組與初級(jí)繞組的匝比定為1:l。這樣，最大占空比只能達(dá)到50％，而在諧振去磁技術(shù)中，只要求在開(kāi)關(guān)管的截止期內(nèi)，最少保證能完整進(jìn)行半個(gè)諧振周期的工作。但通過(guò)諧振頻率的選擇和諧振組件參數(shù)值的調(diào)整，可以充分保證做到這一點(diǎn)。這樣，占空比就不再受50％的限制，在試驗(yàn)中使用60％，甚至更高的占空比均能安全工作。這便使單端正激電源可工作在較寬的輸入電壓范圍，同時(shí)簡(jiǎn)化了開(kāi)關(guān)電源的電路結(jié)構(gòu)。

(2)由理論和試驗(yàn)可見(jiàn)，諧振去磁技術(shù)中，uDSVQ1為較光滑的半正弦波，而普通去磁繞組的相應(yīng)波形為邊緣較陡峭的方波。前者無(wú)疑比后者具有更小的高次諧波分量，因此系統(tǒng)的EMI性能也有所改善。

(3)在采用諧振去磁技術(shù)時(shí)，需仔細(xì)確定諧振組件的參數(shù)，以確保在開(kāi)關(guān)截止期內(nèi)能完成半個(gè)諧振周期的去磁過(guò)程。因此，在理論分析的基礎(chǔ)上，需在試驗(yàn)中仔細(xì)觀察uDSVQ1的波形，并相應(yīng)對(duì)電路參數(shù)進(jìn)行調(diào)整，以確定較適宜的諧振頻[2]。

在選擇諧振頻率時(shí)，需綜合考慮VQ1的額定電壓和去磁效果間的矛盾。目前，在中小功率應(yīng)用場(chǎng)合，單端正激功率變壓器的初級(jí)電感量通常為幾十到幾百微亨，而Cr通常為幾百到幾千皮法，而目前開(kāi)關(guān)電源的工作頻率—般為幾百千赫茲，這樣理論上僅利用初級(jí)電感和電路固有的等效電容即可完成諧振去磁過(guò)程。但這會(huì)使諧振率較高，同時(shí)主開(kāi)關(guān)管上承受的電壓應(yīng)力較大。為了降低主開(kāi)關(guān)管在諧振時(shí)的電壓應(yīng)力uDS，有時(shí)需在VQ1或VDr兩端并聯(lián)電容，以適當(dāng)降低諧振頻率。然而，該電容的容值不能過(guò)大，否則會(huì)導(dǎo)致無(wú)法完全進(jìn)行諧振去磁。

圖6a，b，c示出選擇不同諧振參數(shù)時(shí)，VQ1的電壓uDSVQ1波形。由圖6a可見(jiàn)，其形狀與理論分析一致；在Lm確定的條件下，較小的Cr會(huì)產(chǎn)生圖6b的波形。可見(jiàn)，雖然其基本形狀與圖6a完全相同，也能夠迅速完成去磁過(guò)程，但因Cr較小，因此諧振頻率較高，相同的變壓器初級(jí)激磁能量導(dǎo)致Cr上的諧振電壓幅值 U2遠(yuǎn)超過(guò)了U1。這就要求主開(kāi)關(guān)管的耐壓更高，而增加了成本。圖6c表明，VQ1或輸出二極管兩端并聯(lián)的電容過(guò)大，導(dǎo)致Cr過(guò)大，因此諧振頻率較低，甚至無(wú)法滿足在開(kāi)關(guān)管的截止期內(nèi)完成諧振周期一半的工作。顯然圖6c的去磁過(guò)程沒(méi)全完成。在電路設(shè)計(jì)及其試驗(yàn)中，應(yīng)盡量避免這種波形的產(chǎn)生。

4  設(shè)計(jì)實(shí)例及其波形分析

根據(jù)上述分析，分別對(duì)5V/15W和12V/20W的兩種單端正激電源電路進(jìn)行了試驗(yàn)。圖7示出其電路結(jié)構(gòu)。試驗(yàn)中，控制器件采用UCl843；開(kāi)關(guān)頻率設(shè)為290kHz，最大占空比約設(shè)為60％；VQ1采用2N6798(IRF230)，其Coss=250pF；整流二極管VDr選用15CLQ100，變壓器磁心選用RM6，初級(jí)線圈均為9匝，次級(jí)線圈為4匝(5V)和10匝(12V)。實(shí)測(cè)磁心的初級(jí)線圈電感量，5V輸出電源時(shí)約為150μH，12V輸出電源時(shí)，約為170μH。VQl并聯(lián)1000pF電容時(shí)，輸入電壓變化范圍為23~33V。

圖8分別示出uin=23V和uin=33V時(shí)，兩種電路中VQ1的漏源電壓udsVQ1實(shí)測(cè)波形。由圖可明顯看出這種磁心復(fù)位方法的工作過(guò)程，也可大致推測(cè)出去磁時(shí)的諧振頻率大于300kHz。實(shí)際的電路參數(shù)計(jì)算也大致在此范圍。此外，由圖還可見(jiàn)，5V輸出電源在uin=23V輸入時(shí)，前述第三工作階段的持續(xù)時(shí)間幾乎為零，但仍能保證在開(kāi)關(guān)管截止時(shí)完全去磁。在試驗(yàn)中，這兩種電源均經(jīng)過(guò)了長(zhǎng)期通電考核和高低溫環(huán)境試驗(yàn)，其工作穩(wěn)定，這證明了諧振去磁技術(shù)的有效性。