PEMFC控制系統(tǒng)電源的設(shè)計
[導(dǎo)讀]PEMFC氫能發(fā)電機發(fā)出的是變化范圍較大的直流電，必須經(jīng)過穩(wěn)壓、逆變等轉(zhuǎn)換后，獲得穩(wěn)定的輸出電壓后才能應(yīng)用于負(fù)載。在PEMFC發(fā)電機的控制系統(tǒng)電源采用自發(fā)電供電時，電源系統(tǒng)需要適應(yīng)發(fā)電機的輸出特性?？刂葡到y(tǒng)正常
PEMFC氫能發(fā)電機發(fā)出的是變化范圍較大的直流電，必須經(jīng)過穩(wěn)壓、逆變等轉(zhuǎn)換后，獲得穩(wěn)定的輸出電壓后才能應(yīng)用于負(fù)載。在PEMFC發(fā)電機的控制系統(tǒng)電源采用自發(fā)電供電時，電源系統(tǒng)需要適應(yīng)發(fā)電機的輸出特性?？刂葡到y(tǒng)正常工作是發(fā)電機安全可靠運行的重要條件，可靠的電源是控制系統(tǒng)穩(wěn)定運行的基礎(chǔ)，因此，研究適應(yīng)PEMFC發(fā)電系統(tǒng)輸出電特性的控制系統(tǒng)電源是非常必要的。
1 PEMFC控制系統(tǒng)電源總體結(jié)構(gòu)設(shè)計
本文分析了一種輸入／輸出隔離型的DC／DC變換電路結(jié)構(gòu)，如圖1所示。該電路采用單端反激式結(jié)構(gòu)，以PwM方式首先將PEMFC輸出的36～72 V直流電壓逆變?yōu)楦哳l方波，經(jīng)高頻變壓器降壓，再整流濾波得到穩(wěn)定的24 V和5 V直流電壓。其主要由三菱智能功率模塊(IPM)、高頻變壓器、整流濾波電容、霍爾電壓傳感器和PwM控制板組成，PWM控制板通過DSP實現(xiàn)。
2 主電路的設(shè)計
2.1 IPM功率模塊
IPM即智能功率模塊(intelligent power module)，它是將IGBT連同其驅(qū)動電路和多種保護(hù)電路封裝在同一模塊內(nèi)，使系統(tǒng)設(shè)計者可從繁瑣的IGBT驅(qū)動和保護(hù)電路的設(shè)計中解脫出來。
IPM選擇三菱智能功率模塊PM300HHA120，其包含一只300 A／1 200 V的IGBT，其內(nèi)部含有門極驅(qū)動控制、故障檢測和多種保護(hù)電路，并且內(nèi)置有電流傳感器。
IPM可以實現(xiàn)的保護(hù)功能有：控制電源欠壓保護(hù)(UV)；過熱保護(hù)(OT)；過流保護(hù)(OC)；短路保護(hù)(SC)。需要強調(diào)的是，IPM的保護(hù)功能自身并不能排除故障。在電路設(shè)計時應(yīng)利用故障輸出信號FO，使系統(tǒng)在故障發(fā)生時能夠封鎖IPM的輸入信號并停機。PM300HHA120的控制輸入和輸出都用光耦隔離，如圖2所示，采用隔離的電源單獨供電，確保安全可靠。
2.2 高頻變壓器
高頻變壓器的設(shè)計是研制開關(guān)電源的關(guān)鍵技術(shù)。單端反激式開關(guān)電源的變壓器實際是一個耦合電感，它實現(xiàn)直流隔離、能量存儲和電壓轉(zhuǎn)換的功能。它的性能不僅對電源效率有很大影響，而且關(guān)系到開關(guān)電源的電磁兼容性等技術(shù)指標(biāo)。
已知參數(shù)：直流輸入的最大電壓VIN=72 V；直流輸入的最小電壓VINmin=36 V；開關(guān)頻率fs=20 kHz；輸出電壓Vo1=5 V，Vo2=24 V；輸出電流Io1=1 A，Io2=0.5 A；輸出功率Po=5×1+24×0.5=17 W；電源效率η=80％；損耗分配系數(shù)Z=0.5，Z為次級損耗與總功率的比值；初級紋波電流Ir與初級峰值電流Ip的比值Krp=0.4。
(1)初級電感量的計算
初級峰值電流Ip的表達(dá)式為：
將數(shù)值代入后可求得Ip=1.17 A。
在每個開關(guān)周期內(nèi)，由初級傳輸給次級的磁場能量變化范圍是LpI2p／2～Lp(Ip-Ir)2／2。初級電感量由下式確定，并代人數(shù)可得：
(2)磁芯的選擇。鐵氧體軟磁材料是復(fù)合氧化物燒結(jié)體，電阻率很高，尤其適合高頻下使用，并且價格便宜，故本開關(guān)電源中的高頻變壓器使用R2KB錳鋅鐵氧體材料制成的磁芯。其在25℃時飽和磁感應(yīng)強度Bs=350 mT。磁芯工作磁感應(yīng)強度可選為飽和磁感應(yīng)強度的0.7倍，Bw=0.7Bs=245 mT。
根據(jù)功率和工作頻率選擇E135型磁芯，其Ap=1.52 cm4，Ae=1.04 cm2，Aw=1.46 cm2。
(3)確定變壓器各繞組匝數(shù)。確定變壓器的磁芯后，可根據(jù)下式求得變壓器原邊的匝數(shù)：
計算得：Np=100.2匝，實際取101匝。
對5 V輸出變壓器次級電壓Vs1=Vo1+Vl1+Vf1=5+0.3+0.4=5.7 V，其中變壓器次級繞組壓降Vl1為0.3 V，輸出肖特基整流管導(dǎo)通壓降VF1為0.4 V。
對24 V輸出變壓器次級電壓Vs2=Vo2+VL2+Vf2=24+0.6+0.7=25.3 V
其中變壓器次級繞組壓降VL2為0.6 V，快恢復(fù)整流管壓降Vf2為0.7 V。
計算次級繞組匝數(shù)：
對5 V輸出：[!--empirenews.page--]
實際取10匝。
對24 V輸出：
實際取42匝。
2.3 整流濾波
(1)輸出濾波電感的設(shè)計。輸出濾波電感中的電流除存在直流分量外，并且疊加一個較小的交流分量。輸出濾波電感的設(shè)計一般要求電感電流的最大脈動量為最大輸出電流的10％～20％。
對于輸出電壓Vo=5 V，輸出電流Iomax=1 A，最大占空比Dmax=0.63。
代入這些值則得：L=462.5μH。
對于輸出電壓Vo=24 V，重復(fù)上面的計算可得：L=0.004 4 H。
(2)輸出濾波電容的選擇。輸出濾波電容上的紋波電流：
根據(jù)上一節(jié)得到的數(shù)據(jù)，將ISRMS1=1.712 A，ISRMS2=0.856 A分別代入上式中，可求得Iri11.39 A，Iri2=0.695 A。濾波電容在20 kHz時的紋波電流應(yīng)大于等于Iri。
輸出的紋波電壓由式Vri=IsprO決定。濾波電容C2，C3，C4選用330μF／50 V，C5選用100 μF／25 V。
3 控制電路的設(shè)計
3.1 PWM控制電路
這里以數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320LF2407為核心，設(shè)計了全數(shù)字PWM控制系統(tǒng)，如圖3所示，具有更好的實時性，能很好的適應(yīng)PEMFC發(fā)電機的輸出特性。
輸出電壓經(jīng)霍爾電壓傳感器隔離采樣后送到DSP的ADC模塊進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，這些值在一定時間內(nèi)經(jīng)過一系列數(shù)字PI控制后，給全比較單元產(chǎn)生一個新的比較值，該比較值將在下一個開關(guān)周期改變PWM波形的占空比，這樣就達(dá)到了控制輸出電壓為所要求值的目的。
DSP中并沒有自動生成PWM信號的功能，要通過編程的方法實現(xiàn)它，通過一個單比較1的輸出腳PWM1實現(xiàn)所需要的PWM信號，下面具體介紹這種方法。單比較單元有一個比較寄存器，用來存儲比較值，當(dāng)計數(shù)器于比較值相等時，相應(yīng)的PWM輸出引腳電平發(fā)生跳變，怎樣跳變?nèi)Q于PWM引腳的工作方式。
PWM輸出腳工作方式：有效高方式，有效低方式等。在定時器1工作在連續(xù)增減計數(shù)時，電平的為：輸出腳若設(shè)置為有效高，計數(shù)器為零時，輸出腳電平為零，計數(shù)器開始增計數(shù)，當(dāng)與比較值相等時，這時輸出腳為有效狀態(tài)，電平變高。計數(shù)器到達(dá)周期值后，開始減計數(shù)，當(dāng)減計數(shù)到比較值時，輸出腳為無效狀態(tài)，電平變低。輸出腳若設(shè)置為有效低。則此時的電平變化與有效高狀態(tài)正好相反。本文采用有效高工作方式。
T1CNT為計數(shù)器1的計數(shù)值，T1PER為計數(shù)器l的周期值。當(dāng)T1CNT的值增加到與T1PER相等時，計數(shù)器1開始減計數(shù)，當(dāng)T1CNT的值減到0時，計數(shù)器增計數(shù)。計數(shù)器值隨時間變化如圖4所示。在計數(shù)器的計數(shù)值與各比較單元的比較寄存器值(SCMPRl)相等時，輸出腳電平發(fā)生變化。波形圖如圖4所示，從圖中可以看出，計數(shù)器值通過與實時變化的比較寄存器值(SCMPR1)相比較，可以調(diào)節(jié)PWM脈沖寬度，進(jìn)而改變功率管的占空比，達(dá)到對DC／DC變換器輸出電壓的實時控制。
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3.2 隔離采樣電路的設(shè)計
為了保證電路的可靠運行，電壓的采樣最好能夠與控制電路隔離，這樣能夠避免主電路中大電流流過地線時壓降帶來的干擾。在本機中，通過電壓霍爾元件實現(xiàn)控制電路與主電路的隔離?；魻栯妷涸脑硎牵簩⒋箅娮璐穗妷杭盎魻栐脑?，得到原邊電流，該電流能在副邊產(chǎn)生一定比例的副邊電流，副邊電流流過電阻產(chǎn)生的壓降能夠反應(yīng)主電路的電壓值。所設(shè)計的DC／DC變換器的輸出直流電壓的采樣電路如圖5所示。
從圖5中的參數(shù)可以看出：
UADC1=Uo／10
經(jīng)過霍爾元件的隔離與運放的處理后，送入DSP的A／D轉(zhuǎn)換電壓與主電路隔離，提高了整個電路的抗干擾能力。
3.3 PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)選擇
該DC／DC變換器的控制電路采用的是電壓單閉環(huán)控制，將Gv(s)設(shè)計成PI控制器，它的參數(shù)選擇在很大程度上決定了DC／DC變換器的性能，因此它們的選擇在機器的研發(fā)過程中至關(guān)重要。
在研制該機的過程中，本文是進(jìn)行參數(shù)選擇為：先選擇主電路的參數(shù)及采樣電路的參數(shù)，并且在Matlab中建立該DC／DC變換器的模型，再根據(jù)大致原則，對PI的參數(shù)先進(jìn)行大致的估計，不斷對PI的參數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié)。得到滿意的結(jié)果后，將該參數(shù)編程到DSP中，實際運行后，根據(jù)實驗的結(jié)果，再稍微調(diào)整。最后得到的結(jié)果如下：
Gv(s)=5+20／s
在該參數(shù)下，用Matlab仿真后得到的滿載時結(jié)果如圖6所示。
從仿真波形可以看出，在該PI參數(shù)設(shè)置下，所設(shè)計的開關(guān)電源的輸出電壓基本上達(dá)到了所要求的5 V。
4 實驗結(jié)果與分析
研制的開關(guān)電源輸入電壓48 V，輸出24 V空載，5 V電壓輸出電流0.5 A時測得的電壓波形如圖7所示。經(jīng)測量輸出電壓4.96 V，紋波電壓的峰峰值為Vp-p=35 mV。PEMFC發(fā)電機在運行時。其輸出端接開關(guān)電源，5 V輸出接0.5 W負(fù)載時測得的電壓波形如圖8所示。經(jīng)測量，開關(guān)電源的電壓輸出為5.01 V，其峰峰值電壓紋波經(jīng)測量為Vp-p=80 mV。
通過試驗波形可以看出，研制的DC／DC開關(guān)電源輸出電壓穩(wěn)定，能夠適應(yīng)PEMFC發(fā)電機的輸出特性，基本滿足控制系統(tǒng)對電源的需求。PEMFC輸出的直流電壓波形中毛刺很多，而且開關(guān)電源的制作工藝有待進(jìn)一步完善。因此造成開關(guān)電源輸出紋波較大。
5 結(jié) 語
設(shè)計了開關(guān)電源的主電路結(jié)構(gòu)，及該開關(guān)電源的濾波、整流等電路，給出了開關(guān)電源高頻變壓器的設(shè)計方法，計算了元器件參數(shù)并選擇型號，研制了電源樣機。對研制的開關(guān)電源進(jìn)行了性能測試，能夠適應(yīng)PEMFC發(fā)電機的輸出特性，滿足控制系統(tǒng)的需求。
1 PEMFC控制系統(tǒng)電源總體結(jié)構(gòu)設(shè)計
本文分析了一種輸入／輸出隔離型的DC／DC變換電路結(jié)構(gòu)，如圖1所示。該電路采用單端反激式結(jié)構(gòu)，以PwM方式首先將PEMFC輸出的36～72 V直流電壓逆變?yōu)楦哳l方波，經(jīng)高頻變壓器降壓，再整流濾波得到穩(wěn)定的24 V和5 V直流電壓。其主要由三菱智能功率模塊(IPM)、高頻變壓器、整流濾波電容、霍爾電壓傳感器和PwM控制板組成，PWM控制板通過DSP實現(xiàn)。
2 主電路的設(shè)計
2.1 IPM功率模塊
IPM即智能功率模塊(intelligent power module)，它是將IGBT連同其驅(qū)動電路和多種保護(hù)電路封裝在同一模塊內(nèi)，使系統(tǒng)設(shè)計者可從繁瑣的IGBT驅(qū)動和保護(hù)電路的設(shè)計中解脫出來。
IPM選擇三菱智能功率模塊PM300HHA120，其包含一只300 A／1 200 V的IGBT，其內(nèi)部含有門極驅(qū)動控制、故障檢測和多種保護(hù)電路，并且內(nèi)置有電流傳感器。
IPM可以實現(xiàn)的保護(hù)功能有：控制電源欠壓保護(hù)(UV)；過熱保護(hù)(OT)；過流保護(hù)(OC)；短路保護(hù)(SC)。需要強調(diào)的是，IPM的保護(hù)功能自身并不能排除故障。在電路設(shè)計時應(yīng)利用故障輸出信號FO，使系統(tǒng)在故障發(fā)生時能夠封鎖IPM的輸入信號并停機。PM300HHA120的控制輸入和輸出都用光耦隔離，如圖2所示，采用隔離的電源單獨供電，確保安全可靠。
2.2 高頻變壓器
高頻變壓器的設(shè)計是研制開關(guān)電源的關(guān)鍵技術(shù)。單端反激式開關(guān)電源的變壓器實際是一個耦合電感，它實現(xiàn)直流隔離、能量存儲和電壓轉(zhuǎn)換的功能。它的性能不僅對電源效率有很大影響，而且關(guān)系到開關(guān)電源的電磁兼容性等技術(shù)指標(biāo)。
已知參數(shù)：直流輸入的最大電壓VIN=72 V；直流輸入的最小電壓VINmin=36 V；開關(guān)頻率fs=20 kHz；輸出電壓Vo1=5 V，Vo2=24 V；輸出電流Io1=1 A，Io2=0.5 A；輸出功率Po=5×1+24×0.5=17 W；電源效率η=80％；損耗分配系數(shù)Z=0.5，Z為次級損耗與總功率的比值；初級紋波電流Ir與初級峰值電流Ip的比值Krp=0.4。
(1)初級電感量的計算
初級峰值電流Ip的表達(dá)式為：
將數(shù)值代入后可求得Ip=1.17 A。
在每個開關(guān)周期內(nèi)，由初級傳輸給次級的磁場能量變化范圍是LpI2p／2～Lp(Ip-Ir)2／2。初級電感量由下式確定，并代人數(shù)可得：
(2)磁芯的選擇。鐵氧體軟磁材料是復(fù)合氧化物燒結(jié)體，電阻率很高，尤其適合高頻下使用，并且價格便宜，故本開關(guān)電源中的高頻變壓器使用R2KB錳鋅鐵氧體材料制成的磁芯。其在25℃時飽和磁感應(yīng)強度Bs=350 mT。磁芯工作磁感應(yīng)強度可選為飽和磁感應(yīng)強度的0.7倍，Bw=0.7Bs=245 mT。
根據(jù)功率和工作頻率選擇E135型磁芯，其Ap=1.52 cm4，Ae=1.04 cm2，Aw=1.46 cm2。
(3)確定變壓器各繞組匝數(shù)。確定變壓器的磁芯后，可根據(jù)下式求得變壓器原邊的匝數(shù)：
計算得：Np=100.2匝，實際取101匝。
對5 V輸出變壓器次級電壓Vs1=Vo1+Vl1+Vf1=5+0.3+0.4=5.7 V，其中變壓器次級繞組壓降Vl1為0.3 V，輸出肖特基整流管導(dǎo)通壓降VF1為0.4 V。
對24 V輸出變壓器次級電壓Vs2=Vo2+VL2+Vf2=24+0.6+0.7=25.3 V
其中變壓器次級繞組壓降VL2為0.6 V，快恢復(fù)整流管壓降Vf2為0.7 V。
計算次級繞組匝數(shù)：
對5 V輸出：[!--empirenews.page--]
實際取10匝。
對24 V輸出：
實際取42匝。
2.3 整流濾波
(1)輸出濾波電感的設(shè)計。輸出濾波電感中的電流除存在直流分量外，并且疊加一個較小的交流分量。輸出濾波電感的設(shè)計一般要求電感電流的最大脈動量為最大輸出電流的10％～20％。
對于輸出電壓Vo=5 V，輸出電流Iomax=1 A，最大占空比Dmax=0.63。
代入這些值則得：L=462.5μH。
對于輸出電壓Vo=24 V，重復(fù)上面的計算可得：L=0.004 4 H。
(2)輸出濾波電容的選擇。輸出濾波電容上的紋波電流：
根據(jù)上一節(jié)得到的數(shù)據(jù)，將ISRMS1=1.712 A，ISRMS2=0.856 A分別代入上式中，可求得Iri11.39 A，Iri2=0.695 A。濾波電容在20 kHz時的紋波電流應(yīng)大于等于Iri。
輸出的紋波電壓由式Vri=IsprO決定。濾波電容C2，C3，C4選用330μF／50 V，C5選用100 μF／25 V。
3 控制電路的設(shè)計
3.1 PWM控制電路
這里以數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320LF2407為核心，設(shè)計了全數(shù)字PWM控制系統(tǒng)，如圖3所示，具有更好的實時性，能很好的適應(yīng)PEMFC發(fā)電機的輸出特性。
輸出電壓經(jīng)霍爾電壓傳感器隔離采樣后送到DSP的ADC模塊進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，這些值在一定時間內(nèi)經(jīng)過一系列數(shù)字PI控制后，給全比較單元產(chǎn)生一個新的比較值，該比較值將在下一個開關(guān)周期改變PWM波形的占空比，這樣就達(dá)到了控制輸出電壓為所要求值的目的。
DSP中并沒有自動生成PWM信號的功能，要通過編程的方法實現(xiàn)它，通過一個單比較1的輸出腳PWM1實現(xiàn)所需要的PWM信號，下面具體介紹這種方法。單比較單元有一個比較寄存器，用來存儲比較值，當(dāng)計數(shù)器于比較值相等時，相應(yīng)的PWM輸出引腳電平發(fā)生跳變，怎樣跳變?nèi)Q于PWM引腳的工作方式。
PWM輸出腳工作方式：有效高方式，有效低方式等。在定時器1工作在連續(xù)增減計數(shù)時，電平的為：輸出腳若設(shè)置為有效高，計數(shù)器為零時，輸出腳電平為零，計數(shù)器開始增計數(shù)，當(dāng)與比較值相等時，這時輸出腳為有效狀態(tài)，電平變高。計數(shù)器到達(dá)周期值后，開始減計數(shù)，當(dāng)減計數(shù)到比較值時，輸出腳為無效狀態(tài)，電平變低。輸出腳若設(shè)置為有效低。則此時的電平變化與有效高狀態(tài)正好相反。本文采用有效高工作方式。
T1CNT為計數(shù)器1的計數(shù)值，T1PER為計數(shù)器l的周期值。當(dāng)T1CNT的值增加到與T1PER相等時，計數(shù)器1開始減計數(shù)，當(dāng)T1CNT的值減到0時，計數(shù)器增計數(shù)。計數(shù)器值隨時間變化如圖4所示。在計數(shù)器的計數(shù)值與各比較單元的比較寄存器值(SCMPRl)相等時，輸出腳電平發(fā)生變化。波形圖如圖4所示，從圖中可以看出，計數(shù)器值通過與實時變化的比較寄存器值(SCMPR1)相比較，可以調(diào)節(jié)PWM脈沖寬度，進(jìn)而改變功率管的占空比，達(dá)到對DC／DC變換器輸出電壓的實時控制。
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3.2 隔離采樣電路的設(shè)計
為了保證電路的可靠運行，電壓的采樣最好能夠與控制電路隔離，這樣能夠避免主電路中大電流流過地線時壓降帶來的干擾。在本機中，通過電壓霍爾元件實現(xiàn)控制電路與主電路的隔離?；魻栯妷涸脑硎牵簩⒋箅娮璐穗妷杭盎魻栐脑?，得到原邊電流，該電流能在副邊產(chǎn)生一定比例的副邊電流，副邊電流流過電阻產(chǎn)生的壓降能夠反應(yīng)主電路的電壓值。所設(shè)計的DC／DC變換器的輸出直流電壓的采樣電路如圖5所示。
從圖5中的參數(shù)可以看出：
UADC1=Uo／10
經(jīng)過霍爾元件的隔離與運放的處理后，送入DSP的A／D轉(zhuǎn)換電壓與主電路隔離，提高了整個電路的抗干擾能力。
3.3 PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)選擇
該DC／DC變換器的控制電路采用的是電壓單閉環(huán)控制，將Gv(s)設(shè)計成PI控制器，它的參數(shù)選擇在很大程度上決定了DC／DC變換器的性能，因此它們的選擇在機器的研發(fā)過程中至關(guān)重要。
在研制該機的過程中，本文是進(jìn)行參數(shù)選擇為：先選擇主電路的參數(shù)及采樣電路的參數(shù)，并且在Matlab中建立該DC／DC變換器的模型，再根據(jù)大致原則，對PI的參數(shù)先進(jìn)行大致的估計，不斷對PI的參數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié)。得到滿意的結(jié)果后，將該參數(shù)編程到DSP中，實際運行后，根據(jù)實驗的結(jié)果，再稍微調(diào)整。最后得到的結(jié)果如下：
Gv(s)=5+20／s
在該參數(shù)下，用Matlab仿真后得到的滿載時結(jié)果如圖6所示。
從仿真波形可以看出，在該PI參數(shù)設(shè)置下，所設(shè)計的開關(guān)電源的輸出電壓基本上達(dá)到了所要求的5 V。
4 實驗結(jié)果與分析
研制的開關(guān)電源輸入電壓48 V，輸出24 V空載，5 V電壓輸出電流0.5 A時測得的電壓波形如圖7所示。經(jīng)測量輸出電壓4.96 V，紋波電壓的峰峰值為Vp-p=35 mV。PEMFC發(fā)電機在運行時。其輸出端接開關(guān)電源，5 V輸出接0.5 W負(fù)載時測得的電壓波形如圖8所示。經(jīng)測量，開關(guān)電源的電壓輸出為5.01 V，其峰峰值電壓紋波經(jīng)測量為Vp-p=80 mV。
通過試驗波形可以看出，研制的DC／DC開關(guān)電源輸出電壓穩(wěn)定，能夠適應(yīng)PEMFC發(fā)電機的輸出特性，基本滿足控制系統(tǒng)對電源的需求。PEMFC輸出的直流電壓波形中毛刺很多，而且開關(guān)電源的制作工藝有待進(jìn)一步完善。因此造成開關(guān)電源輸出紋波較大。
5 結(jié) 語
設(shè)計了開關(guān)電源的主電路結(jié)構(gòu)，及該開關(guān)電源的濾波、整流等電路，給出了開關(guān)電源高頻變壓器的設(shè)計方法，計算了元器件參數(shù)并選擇型號，研制了電源樣機。對研制的開關(guān)電源進(jìn)行了性能測試，能夠適應(yīng)PEMFC發(fā)電機的輸出特性，滿足控制系統(tǒng)的需求。
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