基于電感的開關電源(SM-PS)包含一個功率開關,用于控制輸入電源流經(jīng)電感的電流。大多數(shù)開關電源設計選擇MOSFET作開關(圖1a中Q1),其主要優(yōu)點是MOSFET在導通狀態(tài)具有相對較低的功耗。
MOSFET完全打開時的導通電阻(RDS(ON))是一個關鍵指標,因為MOSFET的功耗隨導通電阻變化很大。開關完全打開時,MOSFET的功耗為ID2與RDS(ON)的乘積。如果RDS(ON)為0.02W,ID為1A,則MOSFET功耗為0.02*12=0.02W。功率MOSFET的另一功耗源是柵極電容的充放電。這種損耗在高開關頻率下非常明顯,而在穩(wěn)態(tài)(MOSFET連續(xù)導通)情況下,MOSFET柵極阻抗極高,典型的柵極電流在納安級,因此,這時柵極電容引起的功耗則微不足道。轉換效率是SMPS的重要指標,須選擇盡可能低的RDS(ON)。MOSFET制造商也在堅持不懈地開發(fā)低導通電阻的MOSFET,以滿足這一需求。
隨著蜂窩電話、PDA及其他電子設備的體積要求越來越小,對電子器件,包括電感、電容、MOSFET等的尺寸要求也更加苛刻。減小SMPS體積的通用方法是提高它的開關頻率,開關頻率高容許使用更小的電感、電容,使外部元件尺寸最小。
不幸的是,提高SMPS的開關頻率會降低轉換效率,即使MOSFET的導通電阻非常小。工作在高開關頻率時,MOSFET的動態(tài)特性,如柵極充放電和開關時間變得更重要??梢钥吹皆谳^高的開關頻率時,高導通電阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。為了理解這個現(xiàn)象就不能只看MOSFET的導通電阻。下面討論了N溝道增強型MOSFET的情況,其它類型的MOSFET具有相同結果。
圖1. 一個典型的升壓轉換器(a)利用MOSFET控制流經(jīng)電感至地。
當溝道完全打開,溝道電阻(RDS(ON))降到最低;如果降低柵極電壓,溝道電阻則升高,直到幾乎沒有電流通過漏極、源極,這時MOSFET處于斷開狀態(tài)??梢灶A見,溝道的體積愈大,導通電阻愈小。同時,較大的溝道也需要較大的控制柵極。由于柵極類似于電容,較大的柵極其電容也較大,這就需要更多的電荷來開關MOSFET。同時,較大的溝道也需要更多的時間使MOSFET打開或關閉。工作在高開關頻率時,這些特性對轉換效率的下降有重要影響。
在低開關頻率或低功率下,對SMPS MOSFET的功率損耗起決定作用的是RDS(ON),其它非理想?yún)?shù)的影響通常很小,可忽略不計。而在高開關頻率下,這些動態(tài)特性將受到更多關注,因為這種情況下它們是影響開關損耗的主要原因。
MOSFET柵極類似于電容極板,對柵極提供一個正電壓可以提高溝道的場強,產(chǎn)生低導通電阻路徑,提高溝道中的帶電粒子的流通。
對SMPS的柵極電容充電將消耗一定的功率,斷開MOSFET時,這些能量通常被消耗到地上。這樣,除了消耗在MOSFET導通電阻的功率外,SMPS的每一開關周期都消耗功率。顯然,在給定時間內(nèi)柵極電容充放電的次數(shù)隨開關頻率而升高,功耗也隨之增大。開關頻率非常高時,開關損耗會超過MOSFET導通電阻的損耗。
隨著開關頻率的升高,MOSFET的另一顯著功耗與MOSFET打開、關閉的過渡時間有關。圖3顯示MOSFET導通、斷開時的漏源電壓、漏極電流和MOSFET損耗。在功率損耗曲線下方,開關轉換期間的功耗比MOSFET導通時的損耗大。由此可見,功率損耗主要發(fā)生在開關狀態(tài)轉換時,而不是MOSFET開通時。
MOSFET的導通和關斷需要一定的過渡時間,以對溝道充電,產(chǎn)生電流或對溝道放電,關斷電流。MOSFET參數(shù)表中,這些參數(shù)稱為導通上升時間和關斷下降時間。對指定系列中,低導通電阻MOSFET對應的開啟、關斷時間相對要長。當MOSFET開啟、關閉時,溝道同時加有漏極到源極的電壓和導通電流,其乘積等于功率損耗。三個基本功率是:
P = I*E
P = I2*R
P = E2/R
對上述公式積分得到功耗,可以對不同的開關頻率下的功率損耗進行評估。
MOSFET的開啟和關閉的時間是常數(shù),當占空比不變而開關頻率升高時(圖5),狀態(tài)轉換的時間相應增加,導致總功耗增加。例如,考慮一個SMPS工作在50%占空比500kHz,如果開啟時間和關閉時間各為0.1祍,那么導通時間和斷開時間各為0.4祍。如果開關頻率提高到1MHz,開啟時間和關閉時間仍為0.1祍,導通時間和斷開時間則為0.15祍。這樣,用于狀態(tài)轉換的時間比實際導通、斷開的時間還要長。
可以用一階近似更好地估計MOSFET的功耗,MOSFET柵極的充放電功耗的一階近似公式是:
EGATE = QGATE×VGS,
QGATE是柵極電荷, VGS是柵源電壓。
在升壓變換器中,從開啟到關閉、從關閉到開啟過程中產(chǎn)生的功耗可以近似為:
ET = (abs[VOUT - VIN]×ISW×t)/2
其中ISW是通過MOSFET的平均電流(典型值為0.5IPK),t是MOSFET參數(shù)表給出的開啟、關閉時間。
MOSFET完全導通時的功耗(傳導損耗)可近似為:
ECON = (ISW)2 ×RON×tON,
其中RON是參數(shù)表中給出的導通電阻,tON是完全導通時間(tON= 1/2f,假設最壞情況50%占空比)。
考慮一個典型的A廠商的MOSFET:
RDSON = 69mW
QGATE = 3.25nC
tRising = 9ns
tFalling = 12ns
一個升壓變換器參數(shù)如下:
VIN = 5V
VOUT = 12V
ISW = 0.5A
VGS = 4.5V
100kHz開關頻率下每周期的功率損耗如下:
EGATE = 3.25nC×4.5V = 14.6nJ
ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×9ns)/2 = 17.75nJ
ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A ×12ns)/2 = 21nJ
ECON = (0.5)2 ×69mW×1/(2× 100kHz) = 86.25nJ.
從結果可以看到,100kHz時導通電阻的損耗占主要部分,但在1MHz時結果完全不同。柵極和開啟關閉的轉換損耗保持不變,每周期的傳導損耗以十分之一的倍率下降到8.625nJ,從每周期的主要功耗轉為最小項。每周期損耗在62nJ,頻率升高10倍,總MOSFET功率損耗增加了4.4倍。
另外一款MOSFET:
RDSON = 300mW
QGATE = 0.76nC
TRising = 7ns
TFalling = 2.5ns.
SMPS的工作參數(shù)如下:
EGATE = 0.76nC×4.5V = 3.4nJ
ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×7ns)/2 = 12.25nJ
ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A×2.5ns)/2 = 4.3nJ
ECON = (0.5)2 ×300mW×1/(2× 1MHz) = 37.5nJ.
導通電阻的損耗仍然占主要地位,但是每周的總功耗僅57.45nJ。這就是說,高RDSON(超過4倍)的MOSFET使總功耗減少了7%以上。如上所述,可以通過選擇導通電阻及其它MOSFET參數(shù)來提高SMPS的效率。
到目前為止,對低導通電阻MOSFET的需求并沒有改變。大功率的SMPS傾向于使用低開關頻率,所以MOSFET的低導通電阻對提高效率非常關鍵。但對便攜設備,需要使用小體積的SMPS,此時的SMPS工作在較高的開關頻率,可以用更小的電感和電容。延長電池壽命必須提高SMPS效率,在高開關頻率下,低導通電阻MOSFET未必是最佳選擇,需要在導通電阻、柵極電荷、柵極上升/下降時間等參數(shù)上進行折中考慮。