超高效單相和三相單級(jí)交流-直流變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

通過(guò)下面的例子可以很好的解釋這種新型混合轉(zhuǎn)換方法。圖1（a）所示是一個(gè)改進(jìn)的Cuk變換器，它增加了一個(gè)與輸出電感Lr串聯(lián)的整流管CR2。電感的下標(biāo)r表示該電感的用途可以變換，從一個(gè)方波Cuk變換器的脈寬調(diào)制電感變換成混合轉(zhuǎn)換Boost變換器的諧振電感。消去脈寬調(diào)制電感可以使Cuk變換器不降低電壓，只留下遞升的直流電壓增長(zhǎng)倍數(shù)，而不改變本身的極性變換。因此，新的直流電壓倍數(shù)為：

        （1）

于是，得到了一種新型變級(jí)Boost變換器?，F(xiàn)在進(jìn)一步分析這種變級(jí)Boost變換器的工作原理。首先，它包含有3個(gè)開關(guān)，即一個(gè)正向控制開關(guān)（MOSFET管）和兩個(gè)整流管CR1、 CR2。與當(dāng)前的傳統(tǒng)方波脈寬調(diào)制整流器相比，這種新型變換器的開關(guān)必須是互補(bǔ)的偶數(shù)，這里是2、4或者更大的偶數(shù)，而傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制整流器開關(guān)數(shù)為奇數(shù)，例如3個(gè)。

控制開關(guān)管S具有兩個(gè)作用：⑴ 作為Boost級(jí)的控制開關(guān)，如圖1（b）；⑵ 作為轉(zhuǎn)換級(jí)的控制開關(guān)，如圖1（c）。而諧振電容Cr連接著Boost級(jí)和轉(zhuǎn)換級(jí)，既是Boost級(jí)的輸出脈寬調(diào)制電容，又是轉(zhuǎn)換級(jí)的諧振電容。在開關(guān)管關(guān)斷期間，由輸入電感作為電流源對(duì)其進(jìn)行線性充電，在開關(guān)管開通期間向負(fù)載供電。  

圖1

圖2顯示諧振電流模型和相應(yīng)諧振電容的電壓波形。瞬時(shí)諧振電容電壓在開關(guān)時(shí)刻是連續(xù)的（電壓值無(wú)跳變），并且疊加了大小約為VCr的直流電壓?？紤]圖2所示電路模型，如果在開通時(shí)間DTS里電容的諧振效果被完全抑制時(shí)，諧振電感就會(huì)達(dá)到流量平衡，穩(wěn)態(tài)條件如下式：   

        （2）

同時(shí)，也應(yīng)注意諧振電感的重要作用。如果沒有諧振電感，電能將以一種耗散方式進(jìn)行轉(zhuǎn)換，大幅降低效率并會(huì)產(chǎn)生附加的尖峰電壓。而加上諧振電感則會(huì)解決這兩個(gè)問題。

從（2）式可以看到，諧振電容的電壓由兩部分疊加而成：幅值VCr的直流電壓和幅值vCr的紋波電壓。當(dāng)輸出電容C的值遠(yuǎn)大于諧振電容Cr的值時(shí)，它們的連接關(guān)系就如圖3所示，在這個(gè)模型中只留下了諧振電容Cr。此外，當(dāng)直流電壓部分按（2）式減小時(shí)，諧振電容的凈電壓就變?yōu)榧y波電壓vCr。      

圖3

諧振電容的電流變化波形如圖3所示。

圖1（a）所示，在放電回路中，當(dāng)諧振電容放電時(shí)，電流會(huì)流經(jīng)一個(gè)二極管CR2。這個(gè)二極管只允許電流沿正向流動(dòng)。此外，只有當(dāng)諧振電感電流在導(dǎo)通時(shí)間的最后減小到零時(shí)，二極管才會(huì)關(guān)斷，因此諧振電容電流也為零。由于諧振電流是正弦全波，所以開始導(dǎo)通時(shí)諧振電容電流為0，如圖3所示。         

從圖3的交流諧振電路模型中，可以得到諧振電壓和諧振電流的求解公式：

ir(t)=Ipsin(ωrt);   vCr(t)=△vCrcos(ωrt);                      （3）

△vCr=IpRN         （4）

通過(guò)對(duì)圖1（a）中兩個(gè)輸出電流整流器的極性進(jìn)行簡(jiǎn)單變換以及重置電感Lr的位置，可以很容易地得到一種同極非反相Boost變換器，如圖4（a）所示。應(yīng)注意的是：像在傳統(tǒng)的升壓型變換器中那樣，CR2整流管只能在關(guān)斷期間才開始工作，所以需要重新指定電流整流器。諧振電感和脈寬調(diào)制電感的流量平衡情況如圖4（b）所示。

VCr=0                                   （5）

    （6）

（a）

（b）

圖4

圖5（a）給出了另外一種變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。負(fù)的輸入電壓源產(chǎn)生正的直流輸出電壓，圖5（b）的陰影部分顯示了電路的流量平衡情況。這種變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與圖1（a）所給出的原始級(jí)變換升壓電路相似，區(qū)別在于電壓源為負(fù)。因此，得到的穩(wěn)態(tài)直流電壓值與之前得到的結(jié)果是一致的。應(yīng)注意諧振電感位置的變化，即和整流管CR2位于同一個(gè)支路。

（a）

（b）

圖5

圖5（a）所示變換器的諧振電容紋波電壓△Vr在數(shù)量級(jí)上比直流電壓Vr小很多，諧振電感的能量流動(dòng)比脈寬調(diào)制電感小大約50倍，這可以通過(guò)比較圖5（b）中諧振電感和脈寬調(diào)制電感陰影部分的面積來(lái)得到。可以得到結(jié)論：與脈寬調(diào)制輸入電感相比，諧振電感的尺寸和損耗大小是微不足道的。

2 非橋型PFC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

通過(guò)比較圖1（a）和圖5（a）給出的兩種變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以得到結(jié)論：改變輸入電壓源極性會(huì)產(chǎn)生正值且相等的直流輸出電壓，由式（1）和式（6）給出。然而，由于改變了輸入電壓源的極性，導(dǎo)致二極管支路中諧振電感位置產(chǎn)生變化，使得這兩種電路結(jié)構(gòu)上是不完全一致的。如圖6所示，把這兩種情況下的諧振電感都和諧振電容放置在同一支路中，就可以解決這個(gè)問題。圖6所示的變換器電路結(jié)構(gòu)沒有改變，并且與電源電壓的極性無(wú)關(guān)。因此，電源電壓可以是能夠改變極性的交流電壓。

還應(yīng)注意如何根據(jù)輸入電壓的極性來(lái)分配兩個(gè)整流管的導(dǎo)通時(shí)間。換句話說(shuō)，由于圖6中所示的這種新型變換器電路，是第一個(gè)具有不同極性輸入電壓產(chǎn)生相同直流電壓放大倍數(shù)的真實(shí)交流-直流轉(zhuǎn)換器，所以，不需要在電路前端加全橋整流管。因此得到結(jié)論：一個(gè)單極無(wú)橋PFC交流-直流變換器可以從交流電源端直接進(jìn)行控制，并不需要前端橋式整流管，這點(diǎn)與傳統(tǒng)的PFC升壓整流器一致。就像控制開關(guān)管S必須根據(jù)交流電壓源的極性來(lái)改變自己的現(xiàn)有方向和電壓阻塞能力一樣，它也可以通過(guò)一個(gè)兩管相連的MOSFET作為開關(guān)來(lái)實(shí)現(xiàn)，如圖6所示。

圖6

3 帶隔離的非橋型PFC變換器

傳統(tǒng)的升壓型變換器不能很好的加入隔離環(huán)節(jié)。最常用的是全橋隔離升壓變換器，這種變換器的一次側(cè)包含4個(gè)完全可控的MOSFET開關(guān)管，二次側(cè)包含4個(gè)二極管相連的整流橋。從圖7中可以看到，真實(shí)無(wú)橋變換器中引入了這種隔離變壓器，并且保留了原來(lái)3個(gè)開關(guān)管的配置，同時(shí)也具有了原來(lái)非隔離配置的優(yōu)點(diǎn)，比如所有開關(guān)上的低電壓應(yīng)力。

通過(guò)控制輸入交流線電流（50Hz或60Hz）使它與輸入交流線電壓同相位且成比例，可以得到完整功率因數(shù)和低的總諧波畸變。同時(shí)應(yīng)注意，PFC集成電路控制器也必須是一個(gè)真實(shí)PFC控制器，因?yàn)闊o(wú)論是全波交流線電壓還是全波交流線電流，控制器都能夠接受其作為輸入信號(hào)進(jìn)行處理。通常PFC集成電路控制器用的是整流后的交流線電壓和交流線電流。只有當(dāng)控制器附加的信號(hào)處理電路將全波交流電壓源的全波交流電流轉(zhuǎn)換為半波整流交流時(shí)，這些傳統(tǒng)的PFC集成電路控制器才可以使用。

隔離變壓器是丘克變換器的單端變壓器類型里最好的一種，圖8所示是變壓器磁心的BH曲線，由于變壓器工作時(shí)沒有直流偏置，所以它具有雙向能流和方形環(huán)BH曲線的特點(diǎn)。因此，變壓器設(shè)計(jì)時(shí)不用降低性能和增大磁心尺寸，就可以提高到很高的功率。實(shí)際上，隔離變壓器的交流通量比輸入通量至少低4倍，例如正激變換器和橋式隔離變換器。這直接轉(zhuǎn)化是為了尺寸的成比例減小以及效率的提高。

圖7                                     圖8

通過(guò)把輸入電感整合到隔離變壓器1,2,3的共用磁心上，可以進(jìn)一步改善變壓器性能。磁靴氣隙以及隔離變壓器線圈的放置，能夠?qū)⑤斎腚姼械母哳l紋波轉(zhuǎn)化為隔離變壓器產(chǎn)生的無(wú)紋波輸入電流，波形如圖7所示。并且還改變了磁性材料的尺寸，變?yōu)橹挥幸粋€(gè)磁心并進(jìn)一步提高了變換器效率。

PFC的性能參數(shù)，是以一個(gè)400W，AC-DC無(wú)橋PFC變換器為原型進(jìn)行測(cè)量確定的。圖9所示，測(cè)量結(jié)果是在變換器達(dá)到300W功率水平時(shí)獲得的，它顯示了變換器具有比較低的總諧波畸變（1.7%）和0.999的功率因數(shù)。圖10所示，在240V交流高壓情況下，變換器效率值達(dá)到了將近98%。最重要的是在120V交流線電壓（美國(guó)輸電干線）情況下，效率值依舊非常高（97.2%），而通常低壓情況下效率值會(huì)降低2%到3%，但這種變換器效率值變化不大，原因就在于消除了前端橋式整流器的二極管壓降。

圖9

圖10

4 三相橋式整流器

1989年出生在塞爾維亞的美國(guó)科學(xué)家尼古拉·特斯拉（圖11）發(fā)明了多相（三相）輸電系統(tǒng)，這項(xiàng)發(fā)明連同他的其他兩項(xiàng)發(fā)明，即三相交流電動(dòng)機(jī)（同步電機(jī)、感應(yīng)電機(jī)）和交流發(fā)電機(jī)一起實(shí)現(xiàn)了高效率、世界范圍內(nèi)的電力傳送與應(yīng)用，到現(xiàn)在依舊具有重大意義。

圖11                                   圖12

為了紀(jì)念他，國(guó)際單位制下磁通密度的單位命名為特斯拉，符號(hào)為T（圖12）。

特斯拉三相電系統(tǒng)的關(guān)鍵內(nèi)容之一是它包含了相位依次相差120º的三相交流電壓。當(dāng)每一相傳遞的電流同相并且與各自的交流線電壓成比例時(shí)（每一相上的整體功率因數(shù)作用），各相瞬時(shí)功率都為正值且隨時(shí)間變化。然而，如圖13所示，三相總的功率和是恒定的。由于在三相交流發(fā)電端和三相交流負(fù)載端這個(gè)結(jié)論都成立，因此，在三相長(zhǎng)距離輸電系統(tǒng)中不需要儲(chǔ)存電能。此外，三相交流變壓器兩邊交流電壓的應(yīng)用，可以提高原邊電壓、降低副邊電壓。

圖13

然而，在許多實(shí)際應(yīng)用中要求使用直流電壓，比如通信設(shè)備和計(jì)算機(jī)應(yīng)用的48V直流電壓。遺憾的是，所有現(xiàn)行的AC-DC轉(zhuǎn)換器都是基于兩個(gè)功率處理級(jí)的級(jí)聯(lián)系統(tǒng)。第一級(jí)是通過(guò)使用6個(gè)或更多的可控開關(guān)來(lái)將三相輸入電壓轉(zhuǎn)換為400V的總線直流電壓。第二級(jí)隔離式DC-DC變換級(jí)可以實(shí)現(xiàn)隔離工作和進(jìn)一步降低電壓值，例如48V或12V。但是，所有現(xiàn)行的隔離式DC-DC變換器，都必須以輸出濾波電感傳輸直流負(fù)載電流的形式存儲(chǔ)直流輸出電能。

變換器的問題在于，將交流電壓轉(zhuǎn)換為400V中等直流電壓時(shí)整流方式的不成熟。傳遞到直流負(fù)載的瞬態(tài)功率是恒定的。因此，沒有概念性的理論來(lái)說(shuō)明為什么恒定的瞬時(shí)三相輸入功率無(wú)法直接轉(zhuǎn)換成恒定的直流輸出功率。這樣的AC-DC轉(zhuǎn)換方式，顯而易見的優(yōu)勢(shì)就在于它可以完全忽略對(duì)于儲(chǔ)能的需求。此外，能量轉(zhuǎn)換將會(huì)基于一個(gè)單功率處理級(jí)進(jìn)行，如圖14所示的新型三相整流器，它包括3個(gè)隔離式無(wú)橋PFC變換器，每相類型如圖7所示。

圖14

同樣，這種變換器也具有效率和尺寸方面的優(yōu)勢(shì)。例如，由于總功率是通過(guò)3個(gè)并聯(lián)線路進(jìn)行傳輸，所以每一相只有總輸出功率的1/3。每一相的總效率值與隔離式變換器一致，均為98%。每一相也具有低的總諧波畸變和高達(dá)0.999的功率因數(shù)。

最后應(yīng)注意的是，每一相的瞬時(shí)輸出電流都是正值，并且隨時(shí)間呈正弦規(guī)律變化。然而，由于輸出電流每相依次相差120º的相角，各相波動(dòng)的輸出電流疊加形成了恒定的總輸出電流，如圖15所示。剩余紋波電流大約為直流負(fù)載電流的5%，并且接近濾波頻率，而且比基波頻率60Hz高6倍。這顯然會(huì)極大減小濾波電容尺寸，進(jìn)而減小了三相整流器的尺寸和成本。

圖15

5 另一種隔離式真實(shí)無(wú)橋PFC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖7中的變換器電路不是唯一的隔離式真實(shí)無(wú)橋PFC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖16給出了另外一種帶功率因數(shù)補(bǔ)償?shù)膯渭?jí)AC-DC變換器電路結(jié)構(gòu)，它可以作為一個(gè)單相整流器使用，也可以如圖14所示作為一個(gè)三相整流器使用。

圖16中的變換器具有和Boost型電路相同的升壓倍數(shù)，由式（1）給出，以及僅有一個(gè)磁靴、帶直流偏置、適合于低電壓到中電壓轉(zhuǎn)換的雙線圈隔離變壓器。此外，為了減小高頻處的紋波電流使其達(dá)到輸入電流的脈動(dòng)要求，要在輸入端加上高頻濾波器。

圖16

以上詳述了反向和非反向的新型升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在單相無(wú)橋AC-DC變換器和帶有電流隔離的單相、三相高頻整流器中的應(yīng)用。下面將介紹該新型升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)應(yīng)用于隔離型DC-DC變換器的顯著優(yōu)點(diǎn)。

6 應(yīng)用于太陽(yáng)能變換系統(tǒng)的隔離型升壓DC-DC變換器

圖17所示為該新型隔離升壓DC-DC變換器應(yīng)用于太陽(yáng)能系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這種隔離升壓DC-DC變換器可以提高太陽(yáng)能電池電壓并接到400V直流母線上。該系統(tǒng)可以接受15V-100V（由太陽(yáng)能電池電壓在一天中的變化得到）的輸入電壓，并且當(dāng)輸出為400V時(shí)效率值可達(dá)97%。 

圖17

7 雙向隔離式升壓DC-DC變換器

在當(dāng)前混合動(dòng)力汽車和電動(dòng)汽車中，為了將400V電池直流母線電壓轉(zhuǎn)變成14V輔助電池電壓或?qū)㈦妷河?4V轉(zhuǎn)變成400V，需要一個(gè)1kW～2kW的輔助變換器。因此，就需要一個(gè)雙向升降壓變換器。將圖17所示拓?fù)?/strong>結(jié)構(gòu)中輸出整流二極管用MOSFET管代替，就可以實(shí)現(xiàn)單處理級(jí)能量的雙向流動(dòng)，因此很適合在此種情況中使用。與傳統(tǒng)的8個(gè)開關(guān)變換器相比，新型變換器不僅只使用3個(gè)開關(guān)管，而且還提高了效率，減小了損耗。