開關電源漏極鉗位保護電路的作用是當功率開關管(MOSFET)關斷時，對由高頻變壓器漏感所形成的尖峰電壓進行鉗位和吸收，以防止MOSFET因過電壓而損壞。散熱器的作用則是將單片開關電源內(nèi)部產(chǎn)生的熱量及時散發(fā)掉，避免因散熱不良導致管芯溫度超過最高結溫，使開關電源無法正常工作，甚至損壞芯片。
下面分別闡述漏極鉗位保護電路和散熱器的設計要點、設計方法及注意事項。
1 設計開關電源漏極鉗位保護電路的要點及實例
在"輸入整流濾波器及鉗位保護電路的設計"一文中(詳見《電源技術應用》2009年第12期)，介紹了反激式開關電源漏極鉗位保護電路的工作原理。下面以最典型的一種漏極鉗位保護電路為例，詳細闡述其設計要點及設計實例。
1)設計實例
采用由瞬態(tài)電壓抑制器TVS(P6KE200,亦稱鉗位二極管)、阻容吸收元件(鉗位電容C和鉗位電阻R 1)、阻尼電阻(R 2)和阻塞二極管(快恢復二極管FR106)構成的VDZ、R、C、VD型漏極鉗位保護電路，如圖1所示。選擇TOPswitch-HX系列TOP258P芯片，開關頻率f=132kHz,u=85~265V,兩路輸出分別為UO1(+12V、2A)、UO2(+5V、2.2A)。P O=35W,漏極峰值電流I P=I LIMIT=1.65A.實測高頻變壓器的一次側(cè)漏感L 0=20μH。
圖1 最典型的一種漏極鉗位保護電路
2)設計要點及步驟
(1)選擇鉗位二極管。
采用P6KE200型瞬態(tài)電壓抑制器(TVS)，鉗位電壓UB=200V。
(2)確定鉗位電壓的最大值UQ(max)。
令一次側(cè)感應電壓(亦稱二次側(cè)反射電壓)為UOR ，要求：
1.5U OR≤U Q(max)≤200V
實際可取U Q(max)=U B=200V.
(3)計算最大允許漏極電壓U D(max)
為安全起見，U D ( max)至少應比漏-源極擊穿電壓7 00V留出5 0V的余量。這其中還考慮到P6KE200具有0.108%/℃的溫度系數(shù)，當環(huán)境溫度T A=25℃時，U B=200V;當T A=100℃時，U B=200V×[(1+0.108)%/℃]×100℃=221.6V,可升高21.6V。
(4)計算鉗位電路的紋波電壓。
URI=0.1U Q(max)=0.1U B=0.1×200V=20V
(5)確定鉗位電壓的最小值U Q(min)
UQ(min) =UQ(max) -URI=U B-0.1U B=90%U B=180V
(6)計算鉗位電路的平均電壓。
(7)計算在一次側(cè)漏感上存儲的能量E L0
(8)計算被鉗位電路吸收的能量EQ
當1.5W≤P O≤50W時，E Q=0.8E L0=0.8×27.2μJ=21.8μJ
注意：當P O>50W時，E Q=E L0=27.2μJ.當P O<1.5W時，不要求使用鉗位電路。
(9)計算鉗位電阻R1
式中，U Q的量綱為[L]2[M][T]-3[I] -1 ,f的量綱為[T] -1 ,R 1的量綱為[L]2[M] [T]-3[I]-2
(10)計算鉗位電容C
式中，E Q的量綱為[L]2[M][T] -2 ,U Q的量綱為[L]2[M][T] -3 [I] -1 ,C 的量綱為[L][M]2[T] -3[I] -2
(11)選擇鉗位電容和鉗位電阻。
令由R 1、C確定的時間常數(shù)為τ：
將U Q(max) =U B、U Q(min) =90%U B、
=0.95UB和f=132kHz一并代入上式，化簡后得到：
τ=R 1C =9.47/f=9.47T (μs)
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這表明R 1、C 的時間常數(shù)與開關周期有關，在數(shù)值上它就等于開關周期的9 . 4 7倍。當f=132kHz時，開關周期T =7.5μs,τ=9.47×7.5μs=71.0μs.
實取鉗位電阻R 1=1 5 kΩ，鉗位電容C =4.7nF.此時τ=70.5μs.
當鉗位保護電路工作時，R 1上的功耗為：
考慮到鉗位保護電路僅在功率開關管關斷所對應的半個周期內(nèi)工作，R 1的實際功耗大約為1.2W(假定占空比為50%)，因此可選用額定功率為2W的電阻。
令一次側(cè)直流高壓為U I(max)。鉗位電容的耐壓值U C>1.5U Q(max) +U I(max)=1.5×200V+265V×=674V.實際耐壓值取1kV.
(12)選擇阻塞二極管VD
要求反向耐壓U BR≥1.5U Q(max) =300V
采用快恢復二極管FR106(1A/800V,正向峰值電流可達30A)。要求其正向峰值電流遠大于I P(這里為30A》1.65A)。
說明：這里采用快恢復二極管而不使用超快恢復二極管，目的是配合阻尼電阻R 2,將部分漏感能量傳輸?shù)蕉蝹?cè)，以提高電源效率。
(13)計算阻尼電阻R 2.
有時為了提高開關電源的效率，還在阻塞二極管上面串聯(lián)一只低阻值的阻尼電阻R 2.在R 2與漏極分布電容的共同作用下，可使漏感所產(chǎn)生尖峰電壓的起始部分保留下來并產(chǎn)生衰減振蕩，而不被RC電路吸收掉。通常將這種衰減振蕩的電壓稱作振鈴電壓，由于振鈴電壓就疊加在感應電壓U OR上，因此可被高頻變壓器傳輸?shù)蕉蝹?cè)。
阻尼電阻應滿足以下條件：
即：
實取20Ω/2W的電阻。
2 開關電源散熱器的設計要點
在"開關電源散熱器的設計"一文中(詳見《電源技術應用》2010年第1期)，介紹了通過計算芯片的平均功耗
來完成散熱器設計的簡便實用方法。下面再對開關電源散熱器的設計要點作進一步分析。
以TOPSwitch-GX(TOP242~TOP250)系列單片開關電源為例，當MOSFET導通時漏-源極導通電流(I DS(ON) )與漏-源極導通電壓(U DS(ON) )的歸一化曲線如圖2所示。
圖2 當MOSFET導通時漏-源極導通電流I DS(ON)與漏-源極導通電壓U DS(ON)的歸一化曲線
說明：
(1)定義R DS(ON) =U D(ON) /I DS(ON) 。
(2)圖2是以TOP249Y為參考，此時k=1.00.
(3)求漏-源極導通電流時應乘以k,求漏-源極通態(tài)電阻時應除以k.
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(4)k值所代表的就是TOPSwitch-GX系列中不同型號芯片的通態(tài)電阻比值，它也是極限電流比值。例如TOP249Y的R DS(ON) =2.15Ω(典型值)，TOP250Y的R DS(ON) =1.85Ω(典型值)，2.15Ω/1.85Ω=1.162,而對TOP250Y而言，比例系數(shù)k=1.17,二者基本相符。TOP249Y、TOP250Y的I LIMIT分別為5.40A、6.30A(典型值)，6.30A/5.40A=1.167≈1.17.
(5)在相同的輸出功率下I DS(ON)可視為恒定值，而芯片的功耗隨所選TOPSwitch-GX型號的增大而減小，隨型號的減小而增大。因此選擇較大的型號TOP250Y,其功耗要比TOP249Y更低。
當MOSFET關斷時漏極功耗P D與漏-源極關斷電壓U DS(OFF)的歸一化曲線如圖3所示。
圖3 當MOSFET關斷時漏極功耗PD與漏-源極關斷電壓UDS(OFF)的歸一化曲線
說明：因MOSFET在關斷損耗時的很小(只有幾百毫瓦)，故一般可忽略不計。
設計要求：選擇TO-220-7C封裝的TOP249Y型單片開關電源集成電路，設計70W(19V、3.6A)通用開關電源。已知TOP249Y的極限結溫為150℃，最高工作結溫T JM=125℃，最高環(huán)境溫度T AM=40℃。試確定鋁散熱器的參數(shù)。
設計方法：考慮到最不利的情況，芯片結溫T J可按100℃計算。從TOP249Y的數(shù)據(jù)手冊中查到它在T J=100℃時的R DS(ON) =2.15Ω(典型值)，極限電流I LIMIT=5.40A(典型值)。由于芯片總是降額使用的，實際可取I DS(ON) =0.8I LIMIT=4.32A.考慮到I DS(ON)在一個開關周期內(nèi)是近似按照線性規(guī)律從零增加到最大值的(參見圖2)，因此應對其取平均值，即：
分析與結論：
(1)選用TOP250Y可輸出更大的功率。若與TOP249Y輸出同樣的70W功率，因
不變，僅R DS (ON )減小了，故：
這表明，在同樣的輸出功率下，TOP250Y的損耗更小。
(2)利用特性曲線可驗證設計結果。從圖2中的虛線(T J=100℃)上查出
=2.16A時所對應的U DS(ON) =4.5V.若根據(jù)U DS(ON)值計算，則：
比前面算出的10.0W略低一點。這是由于該特性曲線呈非線性的緣故，致使后者的數(shù)值偏低些。
(3)若考慮到還有關斷損耗，從圖3中可查出P D=510mW=0.51W(U DS(OFF) =600V)。假定占空比為50%,在計算平均功耗時應將關斷損耗除以2.因此
=9.72W+0.51W/2=9.975W,該結果就與10.0W非常接近。
3 結束語
設計漏極鉗位保護電路的主要任務包括電路選擇、元器件選擇和參數(shù)計算。其關鍵技術是首先根據(jù)一次側(cè)漏感上存儲的能量E L0,來推算出鉗位電路所吸收的能量E Q,進而計算出鉗位電容和鉗位電阻的參數(shù)值。本文所介紹的散熱器設計方法是根據(jù)開關電源芯片廠家提供的數(shù)據(jù)手冊及原始圖表，通過計算芯片的平均功耗來完成設計的。但需注意，在相同的輸出功率下(即I DS(ON)不變)，選擇輸出功率較大的開關電源芯片可降低功耗，提高電源效率。
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