牛人教你開(kāi)關(guān)電源各功能部分原理分析、計(jì)算與選型
[導(dǎo)讀]1開(kāi)關(guān)電源介紹此文檔是作為張占松高級(jí)開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)之后的強(qiáng)化培訓(xùn)，基于計(jì)劃安排，由申工講解了變壓器設(shè)計(jì)之后，在此文章中簡(jiǎn)單帶過(guò)變壓器設(shè)計(jì)原理，重點(diǎn)講解電路工作原理和設(shè)計(jì)過(guò)程中關(guān)鍵器件計(jì)算與選型。開(kāi)關(guān)電源的工作過(guò)程相當(dāng)容易理解，其擁有三個(gè)明顯特征：開(kāi)關(guān)：電力電子器件工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)而不...
1 開(kāi)關(guān)電源介紹
此文檔是作為張占松高級(jí)開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)之后的強(qiáng)化培訓(xùn)，基于計(jì)劃安排，由申工講解了變壓器設(shè)計(jì)之后，在此文章中簡(jiǎn)單帶過(guò)變壓器設(shè)計(jì)原理，重點(diǎn)講解電路工作原理和設(shè)計(jì)過(guò)程中關(guān)鍵器件計(jì)算與選型。開(kāi)關(guān)電源的工作過(guò)程相當(dāng)容易理解，其擁有三個(gè)明顯特征：開(kāi)關(guān)：電力電子器件工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)而不是線性狀態(tài)高頻：電力電子器件工作在高頻而不是接近工頻的低頻直流：開(kāi)關(guān)電源輸出的是直流而不是交流 也可以輸出高頻交流如電子變壓器1.1 開(kāi)關(guān)電源基本組成部分
1.2 開(kāi)關(guān)電源分類：開(kāi)關(guān)電源按照拓?fù)浞趾芏囝愋停篵uck boost 正激 反激 半橋 全橋 LLC 等等，但是從本質(zhì)上區(qū)分，開(kāi)關(guān)電源只有兩種工作方式：正激：是開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)傳輸能量，反激：開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)傳輸能量。下面將以反激電源為例進(jìn)行講解。
1.3 反激開(kāi)關(guān)電源簡(jiǎn)介反激又被稱為隔離buck-boost 電路?；竟ぷ髟恚洪_(kāi)關(guān)管打開(kāi)時(shí)變壓器存儲(chǔ)能量，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)釋放存儲(chǔ)的能量反激開(kāi)關(guān)電源根據(jù)開(kāi)關(guān)管數(shù)目可分為雙端和單端反激。根據(jù)反激變壓器工作模式可分為CCM 和DCM 模式反激電源。根據(jù)控制方式可分為PFM 和PWM 型反激電源。根據(jù)驅(qū)動(dòng)占空比的產(chǎn)生方式可分為電壓型和電流型反激開(kāi)關(guān)電源。我們所要講的反激電源精確定義為：電流型PWM 單端反激電源。
1.4 電流型PWM 單端反激電源此類反激電源優(yōu)點(diǎn)：結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單價(jià)格便宜，適用小功率電源。此類反激電源缺點(diǎn)：功率較小，一般在150w 以下，紋波較大，電壓負(fù)載調(diào)整率低，一般大于5%。此類反激電源設(shè)計(jì)難點(diǎn)主要是變壓器的設(shè)計(jì)，特別是寬輸入電壓，多路輸出的變壓器。
2 舉例講解設(shè)計(jì)過(guò)程
為了更清楚了解設(shè)計(jì)中詳細(xì)計(jì)算過(guò)程，我們將以220VAC-380VAC 輸入， 5V±3%（5A），±15±5%（0.5A）三路共地輸出反激電源為例講解設(shè)計(jì)過(guò)程。提出上面要求，選擇思路如下：電源總輸出功率P=5*5W 15*0.5*2=40W 功率較小，可以選擇反激開(kāi)關(guān)電源。反激電源功率只有40W 又屬于多路輸出， 5V±3%，紋波±150mV，±15±5%。5V 要求精度高，所以5v 作為電源主反饋?？紤]到5V 對(duì)±15V 的交叉控制能力，開(kāi)關(guān)電源選用斷續(xù)模式（DCM）。芯片供電線圈選用15V 輸出，但是其功率很小，計(jì)算過(guò)程中忽略不計(jì)。電源功率較小，輸入電壓變化范圍只有±30%，所以不需要PFC 電路。電源總體電路框圖設(shè)計(jì)如下：
3 輸入電路?輸入電路包括防雷單元，EMI 電路和整流濾波電路。下圖為常見(jiàn)開(kāi)關(guān)電源輸入回路：
3.1.1 防雷單元基于壓敏電阻和陶瓷氣體放電管的防雷電路使用的比較多，電路簡(jiǎn)單價(jià)格便宜。●MOV1，MOV2 ，MOV3 為壓敏電阻，用來(lái)吸收雷擊的浪涌電壓，保護(hù)后面的電路，是防雷單元的主要元件。●加入保險(xiǎn)絲F2，F(xiàn)3，以及氣體放電管FDG 的其主要是安全要求，因?yàn)閴好綦娮璧氖Ｊ教攸c(diǎn)，在遭受雷擊或長(zhǎng)時(shí)間老化后，壓敏電阻電壓等級(jí)會(huì)降低，有可能低于電網(wǎng)電壓，導(dǎo)致其功耗變大甚至短路，加入保險(xiǎn)以及氣體放電管，保證壓敏出現(xiàn)故障不會(huì)造成短路。●保險(xiǎn)絲F1 一方面是保護(hù)后面電路出現(xiàn)故障時(shí)斷開(kāi)，另一方面，它也有防雷效果，在遭受雷擊時(shí)，會(huì)有浪涌電流涌入MOV3，有可能導(dǎo)致保險(xiǎn)F1 斷開(kāi)，但是如果想要有抗雷擊效果，需要使用快速保險(xiǎn)。
3.1.2 EMI 電路由于開(kāi)關(guān)電源工作在高頻狀態(tài)及其高di/dt 和高dv/dt，使開(kāi)關(guān)電源存在非常突出的缺點(diǎn)——容易產(chǎn)生比較強(qiáng)的電磁干擾(EMI)信號(hào)。其EMI 信號(hào)不但具有很寬的頻率范圍，還具有一定的幅度，經(jīng)傳導(dǎo)和輻射會(huì)污染電磁環(huán)境，對(duì)通信設(shè)備和電子產(chǎn)品造成干擾。設(shè)計(jì)EMI 電路是為了抑制開(kāi)關(guān)電源工作產(chǎn)生的輻射及傳導(dǎo)干擾對(duì)電網(wǎng)的影響。●EMI 電路中：C1、L1、C2、C3，C4 組成的雙π型濾波網(wǎng)絡(luò)，C1，C4 為X 電容，濾除差模干擾，C2，C3 為Y2 電容，濾除共模干擾。其中L1 為共模電感，能夠抑制共模信號(hào)。L1 的漏感為差模電感，抑制高頻差模信號(hào)。C7 為Y2 電容，其在整流橋電流換向時(shí)，整流橋斷開(kāi)，輸入與濾波電容完全隔開(kāi)，濾波電容以后處于懸浮狀態(tài)，所以加入電容C7，在整流橋換向過(guò)程中抑制EMI。●EMI 電路對(duì)電源的電磁噪聲及雜波信號(hào)進(jìn)行抑制，防止對(duì)電源干擾，同時(shí)也防止電源本身產(chǎn)生的高頻雜波對(duì)電網(wǎng)干擾。●R1，R2 是安規(guī)要求,其主要作用是為了給X 電容放電。需要在較短的時(shí)間內(nèi)將X 電容的電壓降低到安全電壓一下。●當(dāng)電源開(kāi)啟瞬間，要對(duì) C5 充電，由于瞬間電流大，加RT1（熱敏電阻）就能有效的防止浪涌電流。因瞬時(shí)能量全消耗在RT1 電阻上，一定時(shí)間后溫度升高后RT1 阻值減?。≧T1 是負(fù)溫系數(shù)元件），這時(shí)它消耗的能量非常小，后級(jí)電路可正常工作。3.1.3 整流濾波電路●交流電壓經(jīng)BRG1 整流后，經(jīng)C5 濾波后得到較為純凈的直流電壓。若C5 容量變小，輸出的交流紋波將增大，所以選著合適的C5 對(duì)于系統(tǒng)穩(wěn)定非常重要。●經(jīng)驗(yàn)選?。阂话銢](méi)有PFC 的380VAC 開(kāi)關(guān)電源C5 按照1.5-2.5uF/w 來(lái)選。按照這個(gè)標(biāo)準(zhǔn)可以滿足絕大部分電源濾波要求。具體不同要根據(jù)環(huán)境溫度，溫度高電容要取大一些。●電容C6 為一高頻薄膜電容，它在整流橋換向時(shí)提供能量和回路，對(duì)電源傳導(dǎo)干擾有明顯抑制作用。以上元器件參數(shù)不是計(jì)算得到的，而是進(jìn)行了EMI 整改和雷擊實(shí)驗(yàn)的時(shí)候確定最終參數(shù)。對(duì)于電容C5 可以選擇100uf/350V 電解電容串聯(lián)。對(duì)于上一部分設(shè)計(jì)，我們公司一般都是直流母線直接輸入，所以C5 選取可以小一些。
4 關(guān)鍵電路計(jì)算：
功率變換是設(shè)計(jì)的關(guān)鍵部分，其設(shè)計(jì)過(guò)程主要包括功率元件選擇和開(kāi)關(guān)變壓器設(shè)計(jì)，其中開(kāi)關(guān)變壓器設(shè)計(jì)是開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)工作中最重要的部分，其設(shè)計(jì)的結(jié)果直接決定了開(kāi)關(guān)電源的性能，本文主要講解電路原理。
4.1 開(kāi)關(guān)變壓器
4.1.1 變壓器設(shè)計(jì)要點(diǎn)對(duì)于40W 的反激開(kāi)關(guān)電源，變壓器工作在DCM 模式比較好。●該電源5V 輸出為5A ，為了提高5V 控制力，使用銅箔，增加耦合系數(shù)。●由于該電源設(shè)計(jì)為多路共地輸出， 15V 與-15V 雙線并繞，提高交叉調(diào)節(jié)能力。●初級(jí)線圈分成兩部分，使用三明治繞法，減小漏感。●鐵芯 ：有許多廠家的鐵芯可被用作反激變壓器。下面的材料適合使用：PC40 或PC44 3C85、3C90 或 3F3 。反激變壓器一般用 E 形磁芯，原因是它成本低、易使用。其它類型磁芯如 EF、EFD、ETD、EER 和 EI 應(yīng)用在有高度等特殊要求的場(chǎng)合。RM、.toroid 和罐形磁芯由于安全絕緣要求的原因不適合使用。低外形設(shè)計(jì)時(shí)EFD 較好，大功率設(shè)計(jì)時(shí) ETD 較好，多路輸出設(shè)計(jì)時(shí) EER 較好。●骨架 ：對(duì)骨架的主要要求是確保滿足安全爬電距離，初、次級(jí)穿過(guò)磁芯的引腳距離，要求以及初、次級(jí)繞組面積距離的要求。骨架要用能承受焊接溫度的材料制作。●絕緣膠帶 ：聚酯和聚酯薄膜是用作絕緣膠帶最常用的形式，它能定做成所需的基本絕緣寬度或初、次級(jí)全絕緣寬度。邊沿膠帶通常較厚少數(shù)幾層就能達(dá)到要求，它通常是聚酯膠帶。
4.1.2 變壓器詳細(xì)計(jì)算以上面的一個(gè)實(shí)例來(lái)講一下計(jì)算過(guò)程。1.確定電源規(guī)格.1).輸入電壓范圍 Vin=220—380Vac;2).輸出電壓/負(fù)載電流:Vout1=5V/1A,Vout2=15V/0.5A，Vout3=-15V/0.5A;3).變壓器的效率 ?=0.902. 工作頻率和最大占空比確定.取:工作頻率 fosc=100KHz, 最大占空比 Dmax=0.45. (取小于0.5 是由退磁伏秒積決定的)Tosc=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*25=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 計(jì)算變壓器初與次級(jí)匝數(shù)比 n(Np/Ns=n).最低輸入電壓 Vin(min)=220*√2-20=280Vdc(取低頻紋波為 30V).根據(jù)伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout Vf)*(1-Dmax)*n.其中Vout 為主反饋，因?yàn)橹鞣答侂妷菏欠€(wěn)定的，是真正控制變壓器的信號(hào)推得：n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout1 Vf1)*(1-Dmax)] =[280*0.45]/[(5 0.8)*0.55]=39.5由于5V 輸出電流為5A，所以5V 整流二極管使用大電流肖特基，壓降近似取0.8V
4. 變壓器初級(jí)峰值電流的計(jì)算.設(shè) 5V 輸出電流的過(guò)流點(diǎn)為 120%; 5v 整流二極管的正向壓降為0.8V 和±15v 整流二極管的正向壓降 1.0V.● 5V 輸出功率 :Pout1=(Vout1 Vf1)*Iout1*120%=(5 0.8)*5*1.2=34.8W● 15V 輸出功率 Pout2=(Vout2 Vf2)*Iout2=16*0.5=8W●-Pout3=(Vout3 Vf3)*Iout3=16*0.5=8W變壓器次級(jí)輸出總功率 Pout=Pout1 Pout2 Pout3=51W由于工作在斷續(xù)模式，所以一個(gè)周期輸入的能量全部輸出。根據(jù)能量守恒：Vin(min)*0.5*Ipp*Dmax*Tosc*fosc=Pout/ ?所以Ipp= Pout/ (?* Vin(min)*0.5*Dmax)=51/(0.9*280*0.5*0.45) =0.9A
5. 變壓器初級(jí)電感量的計(jì)算.由式子 Vdc=Lp*di/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/Ipp = 280*4.5/0.9 uH=1.4mH
6.變壓器鐵芯的選擇.根據(jù)經(jīng)驗(yàn)式子 Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?],其中:Pt(變壓器的標(biāo)稱輸出功率)= Pout=23W ，Ko(窗口的銅填充系數(shù))=0.3（電壓較高Ko 較?。琄c(磁芯填充系數(shù))=1(對(duì)于鐵氧體), 變壓器磁通密度 Bm=2700 Gs ,過(guò)載時(shí)Bm=3000GS， j(電流密度): j=4.5A/mm。Aw*Ae=51*106/[2*0.3*1*100*103*2700Gs*4.5*0.90] =0.9cm4考慮到繞線空間,選擇窗口面積大的磁芯,查表:EE19 鐵氧體磁芯的有效截面積 Ae=0.22cm2它的窗口面積 Aw=0.50cm2EE19 的功率容量乘積為Ap =Ae*Aw=0.11cm4 >0.09cm4故選擇EE19 鐵氧體磁芯滿足條件
7.變壓器初級(jí)匝數(shù)及氣隙長(zhǎng)度的計(jì)算.1).由 Np=Lp*Ipp/[Ae*Bm],得:Np=1400*0.9/(22.8*0.3)= 取 Np=184由 Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:氣隙長(zhǎng)度 lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp =4π*10-7* 184^2*22.8/1.4=0.66mm 取 lg=0.7mm2). 當(dāng) 5V 限流輸出,Ipp 為最大時(shí)(Ipp=0.9A),檢查 Bmax.Bmax=Lp*Ipp/[Ae*Np] =1.4*10-3*0.9/（22.8*10-6?*184）=0.307T=3070Gs<3300Gs老的資料上介紹的鐵氧體參數(shù)已經(jīng)不準(zhǔn)確了，現(xiàn)在鐵氧體飽和可以做到3500GS 以上，部分鐵氧體材質(zhì)可以做到4700GS,因此變壓器磁芯選擇可以通過(guò).
8. 變壓器次級(jí)匝數(shù)的計(jì)算.Ns1(5v)=Np/n=184/39.5=4.5 取 Ns1=5Ns2(15v)=(15 1)* Ns1/(5 0.8)=13.8 取 Ns2=14Ns3(-15v)=(15 1)* Ns1/(5 0.8)=13.8 取 Ns3=14故初次級(jí)實(shí)際匝比:n=180/5=36
9.重新核算占空比 Dmax 和 Dmin.1).當(dāng)輸入電壓為最低時(shí):Vin(min)=280Vdc.由 Vin(min)* Dmax= (Vout1 Vf1)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout1 Vf1)*n/[(Vout1 Vf1)*n Vin(min)] =0.43 <0.45占空比合格。2).當(dāng)輸入電壓為最高時(shí):Vin(max)=380*1.414=537Vdc.Dmin=(Vout1 Vf1)*n/[(Vout1 Vf1)*n Vin(max)] =0.263
10. 重新核算變壓器初級(jí)電流的峰值 Ip 和有效值 I(rms).DCM 模式下，變壓器初次級(jí)電流為三角波，
11.根據(jù)電流波形，求得三角波電流有效值I(rms)=Ip*Sqrt(D/3)1).在輸入電壓為最低Vin(min)和占空比為Dmax 條件下, 初級(jí)電流的峰值 Ipp 和有效值Ip(rms).所以Ipp= Pout/ (?* Vin(min)*0.5*Dmax)=51/(0.9*280*0.5*0.43) =0.94A2). 當(dāng) 5V 限流輸出,Ipp 為最大時(shí)(Ipp=0.9A),檢查 Bmax.Bmax=Lp*Ipp/[Ae*Np] =1.4*10-3*0.94/（22.8*10-6?*184）=0.307T=3130Gs<3300Gs因此變壓器初級(jí)匝數(shù)選擇通過(guò).Ip(rms)=Ipp*Sqrt(Dmax/3)=0.94*Sqrt(0.43/3)=0.355A3).次級(jí)電流有效值計(jì)算次級(jí)電流也是三角波，其平均值為輸出電流。所以根據(jù)面積等效法求得：Iout*Tosc=0.5*Isp*Tosc*(1-D)所以Isp= Iout*Tosc/(0.5*Tosc*(1-D))=2* Iout/(1-D)Is(rms)=Isp*Sqrt((1-D)/3) 5V 繞組電流計(jì)算如下：????Is1p=2* Iout1/(1-Dmax)=2*6/(1-0.43)=21AIs1(rms)=Is1p*Sqrt((1-Dmax)/3)=9.17A 15V 繞組電流計(jì)算如下：Is2p=2* Iout2/(1-Dmax)=2*0.5/(1-0.43)=1.75AIs2(rms)=Is2p*Sqrt((1-Dmax)/3)=0.764A-15V 繞組計(jì)算同 15VIs3p=2* Iout3/(1-Dmax)=2*0.5/(1-0.43)=1.75AIs3(rms)=Is3p*Sqrt((1-Dmax)/3)=0.764A
12.變壓器初級(jí)線圈和次級(jí)線圈的線徑計(jì)算.1).導(dǎo)線橫截面積:前面已提到,取電流密度 j= 4.5mm2變壓器初級(jí)線圈:導(dǎo)線截面積= Ip(rms)/j=0.35A/4.5A/mm2=0.07mm2其中次級(jí)電流計(jì)算方法類似，這里不做過(guò)多講解。2).線徑及根數(shù)的選取.考慮導(dǎo)線的趨膚效應(yīng),因此導(dǎo)線的線徑建議不超過(guò)穿透厚度的 2 倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k 為材質(zhì)常數(shù),Cu 在 20℃時(shí) k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此導(dǎo)線的線徑不要超過(guò) 0.40mm. 如果單根導(dǎo)線直徑太大可以使用多只并繞，對(duì)于銅箔厚度可以取0.35mm5).變壓器繞線結(jié)構(gòu)及工藝.為了減小變壓器的漏感,建議采取三文治繞法,而且采取該繞法的電源 EMI 性能比較好，另外變壓器中具體的安規(guī)問(wèn)題參見(jiàn)公司安規(guī)標(biāo)準(zhǔn)。
4.2 器件選型與計(jì)算
4.3 控制開(kāi)關(guān)主回路：
4.3.1 芯片工作原理：UC3844 是一種高性能單端輸出式電流控制型脈寬調(diào)制器芯片，由該集成電路構(gòu)成的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源與一般的電壓控制型脈寬調(diào)制開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源相比具有外圍電路簡(jiǎn)單、電壓調(diào)整率好、頻響特性好、穩(wěn)定幅度大、具有過(guò)流限制、過(guò)壓保護(hù)和欠壓鎖定等優(yōu)點(diǎn)。該芯片的主要功能有：內(nèi)部采用精度為±2．0％的基準(zhǔn)電壓為5.00V，具有很高的溫度穩(wěn)定性和較低的噪聲等級(jí)；振蕩器的最高振蕩頻率可達(dá)500kHz。內(nèi)部振蕩器的頻率同腳8 與腳4 間電阻Rt、腳4 的接地電容Ct 決定。其內(nèi)部帶鎖定的PWM(Pulse Width Modulation)，可以實(shí)現(xiàn)逐個(gè)脈沖的電流限制；具有圖騰柱輸出，能提供達(dá)1A 的電流直接驅(qū)動(dòng)MOSFET 功率管。
4.3.1.1 芯片結(jié)構(gòu)框圖：
芯片頻率選擇：
4.3.1.2 芯片輔助元件選擇：UC3844 的腳8 與腳4 間電阻R6 及腳4 的接地電容C42 決定了芯片內(nèi)部的振蕩頻率，大多數(shù)電源設(shè)計(jì)人員認(rèn)為芯片振蕩只要頻率對(duì)了就可以，其實(shí)不然。設(shè)計(jì)芯片振蕩RC 的值還跟最大占空比有關(guān)。此電源選取100K 為開(kāi)關(guān)頻率，對(duì)應(yīng)100K 有很多種R 和C 可以滿足要求，但是不同RC 對(duì)應(yīng)的最大占空比不同。綜合考慮選取R=15K、C=500pF，保證了頻率是100K 同時(shí)最大占空比設(shè)計(jì)在45%以上。
細(xì)節(jié)：由于UC3844 內(nèi)部有個(gè)分頻器，所以驅(qū)動(dòng)MOSFET 功率開(kāi)關(guān)管的方波頻率為芯片內(nèi)部振蕩頻率的一半。
其中R5、R8 選擇對(duì)于啟動(dòng)過(guò)沖，最大輸出功率（最大占空比），以及過(guò)功率保護(hù)有重要影響。分析框圖可知，VFB 引腳接地，則COMP 引腳會(huì)輸出1mA 電流（有的公司芯片會(huì)在2-3mA）。TL431 最小工作電流1mA，則流過(guò)光耦的最小電流由R8 決定。也就是說(shuō)光耦最小電流可以從0-1mA 變化，按照光耦傳輸比300%計(jì)算，則光耦輸出端可以吸納3mA 電流，即流過(guò)R5 的電流可以設(shè)計(jì)為最小2mA，這樣就限制了COMP 電壓最高值，也就限制了電流采樣電阻最大電流。設(shè)計(jì)時(shí)需要跟采樣電阻配合設(shè)計(jì)。我們公司有一些標(biāo)準(zhǔn)參數(shù)可以滿足反激電源要求；R8=2K, R5=1K。
4.3.2 反饋工作原理：當(dāng)輸出電壓升高時(shí)，經(jīng)兩電阻R12、R10 分壓后接到TL431 的參考輸入端(誤差放大器的反向輸入端)的電壓升高，與TL431 內(nèi)部的基準(zhǔn)參考電壓2.5 V 作比較，使得TL431 陰陽(yáng)極間電壓Vka 降低，進(jìn)而光耦二極管的電流If 變大，于是光耦集射極動(dòng)態(tài)電阻變小，集射極間電壓變低，也即UC3844 的腳1 的電平變低，經(jīng)過(guò)內(nèi)部電流檢測(cè)比較器與電流采樣電壓進(jìn)行比較后輸出變高，PWM 鎖存器復(fù)位，或非門(mén)輸出變低，于是關(guān)斷開(kāi)關(guān)管，使得脈沖變窄，縮短MOSFET 功率管的導(dǎo)通時(shí)間，于是傳輸?shù)酱渭?jí)線圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo 降低。反之亦然，總的效果是令輸出電壓保持恒定，不受電網(wǎng)電壓或負(fù)載變化的影響，達(dá)到了實(shí)現(xiàn)輸出閉環(huán)控制的目的。
注意：設(shè)計(jì)中R68、C41 對(duì)啟動(dòng)過(guò)沖影響：加入R68 與C41 可以在反饋環(huán)路中引入一個(gè)零點(diǎn)，該零點(diǎn)可以引入相位超前量，使得系統(tǒng)對(duì)過(guò)沖反映更快，進(jìn)而減小過(guò)沖。
表2 反饋環(huán)路經(jīng)驗(yàn)值：
4.3.3 啟動(dòng)及輔助供電：圖3 為啟動(dòng)及輔助供電電路，其功能是實(shí)現(xiàn)電源芯片自啟動(dòng)供電和正常工作供電。為了安全我此電源帶有短路保護(hù)電路（Q15,C101,R71,R7,R73），延長(zhǎng)短路時(shí)打嗝保護(hù)時(shí)間，提高短路保護(hù)效果。
4.3.3.1 啟動(dòng)供電：此開(kāi)關(guān)電源選用UC38C44，啟動(dòng)供電由R3、R1、R2、R4 四個(gè)啟動(dòng)電阻和C2，C3 組成，在電源完成啟動(dòng)前由啟動(dòng)電阻和電容給電源控制芯片UC3844 供電。啟動(dòng)電阻選取原則：1、在母線輸入最小工作電壓下280VDC，流過(guò)啟動(dòng)電阻的電流要大于電源控制芯片UC3844啟動(dòng)電流（uc3844 一般取0.5mA）。所以電阻R<280/0.5Kohm=560Kohm。2、串聯(lián)啟動(dòng)電阻耐壓之和要大于母線電容最大電壓537vdc，所以啟動(dòng)電阻散熱功率一般貼片1210 封裝耐壓200V，鑒于耐壓和散熱考慮選用R3、R1、R2、R4 串聯(lián)來(lái)滿足耐壓和功率需求。3、最大輸入電壓下537VDC，串聯(lián)啟動(dòng)電阻的溫升不得超過(guò)測(cè)試規(guī)范（40 攝氏度）。啟動(dòng)電阻體積比較小，擺放位置首先要滿足遠(yuǎn)離發(fā)熱元件，其次再考慮走線問(wèn)題，（啟動(dòng)電阻走線不必考慮電磁干擾問(wèn)題）。
4.3.3.2 輔助供電電路：當(dāng)電源啟動(dòng)以后，控制芯片UC3844 供電改由輔助供電電路提供。該電路在變壓器輔助繞組取電，經(jīng)過(guò)D1 整流和由R7、C2、C3 組成的RC 濾波器濾波后供芯片使用。其中R7 取值對(duì)于電路調(diào)試很關(guān)鍵，會(huì)影響電源啟動(dòng)和芯片工作電壓，R7、C2 選取原則：RC 濾波器時(shí)間常數(shù)大于開(kāi)關(guān)周期10 倍，小于C2 維持時(shí)間的一半。另外C2 選取一般還要滿足最低母線電壓?jiǎn)?dòng)時(shí)充電時(shí)間小于3S。綜合考慮 C2 選取25v/100uf（芯片資料推薦值大于47uf），R7 使用36Ω，由于不同的輸出濾波電容，不同的變壓器，在整機(jī)調(diào)整時(shí)再最終確定R7 C2 值。
4.3.3.3 短路保護(hù)電路：工作原理：芯片正常工作時(shí)，5VREF 節(jié)點(diǎn)電壓為5V,則Q15 柵源電壓Vgs=4.3V。此時(shí)Q15導(dǎo)通，則D33 陽(yáng)極被拉低接近0V,此時(shí)D33 反偏，沒(méi)有電流流過(guò)D33。當(dāng)出現(xiàn)短路時(shí)，輔助供電電路電壓降低，無(wú)法給芯片UC3844 供電。此時(shí)芯片UC3844 消耗電容C2 存儲(chǔ)的能量，當(dāng)C2 電壓低于芯片UC3844 的下限電壓Uoff 后，芯片停止工作，電源被保護(hù)。UC3844 停止工作后，5VREF 點(diǎn)電壓為0V，電容C101 經(jīng)過(guò)R73 放電。當(dāng)C101 電壓低于Q15 開(kāi)啟電壓Vth 后Q15 關(guān)閉，然后D33 轉(zhuǎn)向正向?qū)?，通過(guò)啟動(dòng)電阻對(duì)電容C101 充電，當(dāng)充電電壓達(dá)到UC3844 的Vth 電壓后，電源再次啟動(dòng)。
短路持續(xù)時(shí)間：從短路開(kāi)始到電容C2 電壓降低到UC3844 下限電壓所用的時(shí)間，時(shí)長(zhǎng)取決與正常工作時(shí)工作電壓和C2 容量以及UC3844 芯片功耗。
打嗝保護(hù)時(shí)間由兩部分組成:電容C101 經(jīng)過(guò)R73 放電到電壓低于Q15 開(kāi)啟電壓Vth 的時(shí)間T1，和啟動(dòng)電阻對(duì)電容C2 充電到UC3844 芯片Vth 電壓的時(shí)間T2。
分析可得，電容C2 取值不易過(guò)大，滿足啟動(dòng)要求即可，否則短路持續(xù)時(shí)間會(huì)比較長(zhǎng)。如果整個(gè)變壓器利用率很低，整個(gè)電源輸出功率很小時(shí)，有可能出現(xiàn)短路不保護(hù)，這需要增加電阻R7 的阻值，同時(shí)增大R20 R21。
由于這些電阻電容以及mos 管都有離散型，所以計(jì)算一個(gè)精確地時(shí)間沒(méi)有意義，需要在整機(jī)出來(lái)以后根據(jù)電路原理來(lái)調(diào)節(jié)參數(shù)，使得短路電流和短路保護(hù)時(shí)間滿足要求。
4.3.4 開(kāi)關(guān)管及其驅(qū)動(dòng)
4.3.4.1 驅(qū)動(dòng)電阻及保護(hù)穩(wěn)壓二極管：圖4 中，R85 R16 決定了開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度，而開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度會(huì)影響開(kāi)關(guān)損耗和傳導(dǎo)輻射。具體用多大驅(qū)動(dòng)電阻可以通過(guò)測(cè)開(kāi)關(guān)管波形來(lái)選擇。反激電源驅(qū)動(dòng)電阻選擇需要同時(shí)滿足開(kāi)關(guān)損耗和電壓尖峰要求，對(duì)于我們公司反擊電源一般工作在DCM 模式，關(guān)斷損耗遠(yuǎn)大于開(kāi)通損耗，所以一般開(kāi)通電阻R85 比關(guān)斷電阻R16 大。在保證沒(méi)有明顯關(guān)斷過(guò)沖的情況下，關(guān)斷電阻越小越好。穩(wěn)壓二極管Z6 起保護(hù)MOS 管Q2 的作用，一般選擇18V，（連接方法注意，穩(wěn)壓二極管陽(yáng)極直接接mos 管S 極，而不是接地）。對(duì)于40W 100K 的反激開(kāi)關(guān)電源，其要求開(kāi)關(guān)速度較快，一般將R85 R16 選擇在10Ω左右，具體的數(shù)值可以通過(guò)實(shí)驗(yàn)來(lái)滿足，在mos 發(fā)熱量允許的情況下，可以將電阻加大，減小開(kāi)關(guān)速度，以得到較好的EMI。
4.3.4.2 電流采樣電阻及采樣電流濾波電路：圖4 中R20、R21 為電流采樣電阻，其阻值需要滿足低壓滿載電流峰值時(shí)電阻上最大電壓在0.5v-0.8v 之間。這個(gè)電壓太低影響限功率保護(hù)效果，電壓太高會(huì)影響電源動(dòng)態(tài)。采樣電流濾波電路有R121C8 組成，其RC 時(shí)間常數(shù)要小于開(kāi)關(guān)周期的1/40，根據(jù)開(kāi)關(guān)尖峰情況，一般時(shí)間常數(shù)取200ns-500ns（大于芯片內(nèi)部前沿消隱電路延時(shí)）可以滿足大部分開(kāi)關(guān)電源要求。采樣電阻最好使用貼片或無(wú)感電阻，小功率也可以使用金屬膜電阻。所以對(duì)于此電源，由于前面計(jì)算，Ipp=0.94A,所以電阻R20//R21 取到0.5Ω-0.85Ω。
4.3.4.3 過(guò)壓保護(hù)原理：圖4 中 Z1 起到過(guò)壓保護(hù)作用，當(dāng)輸出電壓變高時(shí)，輔助供電繞組電壓也升高，導(dǎo)致電容C2電壓升高，當(dāng)電壓超過(guò)18V 時(shí)穩(wěn)壓二極管Z1 導(dǎo)通，輸出功率開(kāi)始受限，當(dāng)電壓超過(guò)19V 時(shí)芯片3 腳電壓超過(guò)1V，芯片輸出PWM 停止，輸出電壓被限制。
4.3.4.4 開(kāi)關(guān)MOS 管：圖4 中Q2 為電源開(kāi)關(guān)MOS 管，Mos 管作為開(kāi)關(guān)其需要滿足耐壓和溫升兩個(gè)問(wèn)題，初步選型是根據(jù)經(jīng)驗(yàn)MOS 管耐壓值可以取1.5*Uinmax，小功率電源開(kāi)關(guān)MOS 電流可以取到2*Ipp。（Ipk 為初級(jí)電流峰值）。我們公司變壓器一般工作在DCM 下，變壓器初級(jí)電流計(jì)算可以按照伏伏秒積求Ipk=Uinmin*Tonmax/Lm，Uinmin 為輸入最小母線電壓，Tonmax 為MOS 最大開(kāi)通時(shí)間，Lm 為初級(jí)電感量，開(kāi)關(guān)MOS 電壓應(yīng)力有三部分組成：電源輸入電壓，反射電壓，電壓尖峰。反射電壓：Vrd=（Vo Vf）*Np/Ns,其中Vo 為主反饋輸出電壓，Vf 為主反饋二極管導(dǎo)通壓降，Np 為變壓器初級(jí)匝數(shù)，Ns 為主反饋繞組匝數(shù)。尖峰電壓取決與驅(qū)動(dòng)電阻，工作電壓，和輸出功率以及RCD 吸收回路，所以減小mos 管電壓應(yīng)力的方法是加大RCD 吸收，加大驅(qū)動(dòng)電阻，但是而之變化都會(huì)影響效率，調(diào)試時(shí)需要折中選擇。所以此電源選擇900V2Amos 管即可，但是由于有時(shí)候?yàn)榱藴p小mos 管發(fā)熱量，同時(shí)成本增加不多的情況下，可以將mos’管電流選大一點(diǎn)。
4.4 RCD 吸收回路原理及設(shè)計(jì)：本開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中，RCD 吸收回路由R161、R14、C7、D5、D6 組成。（詳見(jiàn)圖7）由于初級(jí)關(guān)鍵器件的的幾個(gè)寄生參數(shù)（一次級(jí)間漏感、MOS 的輸出電容、二次側(cè)二極管的結(jié)電容等），當(dāng)MOS 關(guān)斷時(shí)，初級(jí)電流中耦合的部分轉(zhuǎn)移到次級(jí)輸出，但是漏感中的電流沒(méi)有路徑可回流，所以漏感能量會(huì)在MOS 管D 極形成高壓擊穿MOS 。
4.4.1 吸收回路設(shè)計(jì)：RCD 吸收回路作用就是給變壓器初級(jí)漏感一條路徑回流，并吸收漏感的電流。RCD 吸收中，R 是根據(jù)變壓器漏感Lr 儲(chǔ)能來(lái)設(shè)計(jì)的，變壓器漏感越大；R 需要消耗的能量（Er=Ipk2*Lr/2）越多；R的值就越低。線繞變壓器漏抗儲(chǔ)能在1~5%，估算出變壓器漏磁儲(chǔ)能功率；再算出變壓器反激電壓，就可以用歐姆定律求出阻值了。C 的選擇比較寬范，只要RC 積大于10-20 倍周期就可以了，一般RC 積不超過(guò)1mS。所以；不會(huì)斷電后放不完電。這個(gè)值的選擇只能估計(jì)，一般來(lái)講 50 瓦三路輸出100K 反激變壓器漏感必須控制在2%以內(nèi)，否則漏感損耗太大，設(shè)計(jì)或做工不合理，需要重新選擇更大磁芯以減小漏感。根據(jù)上面變壓器的計(jì)算，可以得知反射電壓UR=Vout1*n=5.8*39.5=230V,漏感功率 Pr=Er*fosc=Ipp^2*lr/2*fosc=1.2W所以電阻選用2 只2W 的金屬氧化膜電阻器串聯(lián)。阻值Rr=Ur^2/Pr/2=22K.但是最終電阻電容選擇取決于變壓器設(shè)計(jì)的如何，最簡(jiǎn)單實(shí)用的方法就是測(cè)量吸收電容電壓。對(duì)于RCD 吸收的幾個(gè)器件，首先焊接一個(gè)計(jì)算值元件，然后再做調(diào)整，達(dá)到最好的要求。●二極管選擇：一般使用快恢復(fù)二極管，耐壓值大于1.2*（Uinmax Vrcd）●電容電阻選擇RC,R*C>10Tsw~20Tsw●電容電壓波動(dòng)小于10%●電容值電阻值選擇保證Vrcd 電壓滿足1.2*（Uinmax Vrcd）
4.5 輸出整流及濾波：
反激電源輸出濾波由二極管和濾波電容以及假負(fù)載組成，電路如圖8 所示。高電壓大電流輸出整流二極管需要加入RC 吸收二極管電壓尖峰（圖中R36 C43）。并接在二極管兩端的阻容串聯(lián)元件在二極管開(kāi)通或關(guān)斷過(guò)程中,電壓發(fā)生突變時(shí),通過(guò)電阻對(duì)電容的充電將明顯減 緩電壓變化率整流二極管加入RC 濾波以后，電壓尖峰降低了，振鈴震蕩也抑制住了.選擇合適的RC 對(duì)電源可靠性及EMI/EMC 很重要。
C 上的電壓在初級(jí)MOS 開(kāi)通后到穩(wěn)態(tài)時(shí)的電壓為Vo Ui/N，因?yàn)槲覀冊(cè)O(shè)計(jì)的RC 的時(shí)間參數(shù)遠(yuǎn)小于開(kāi)關(guān)周期，可以認(rèn)為在一個(gè)吸收周期內(nèi)，RC 充放電能到穩(wěn)態(tài)，所以每個(gè)開(kāi)關(guān)周期，其吸收損耗的能量為：次級(jí)漏感尖峰能量 RC 穩(wěn)態(tài)充放電能量，近似為RC 充放電能量=C*(Vo Ui/N)^2。但是C 取值也是無(wú)法精確計(jì)算的，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)值，一般R36 為2w 阻值在100Ω以內(nèi)金屬膜電阻。C43 一般為高壓瓷片電容，選取10n 以內(nèi)。由于本電源功率較小頻率100K，所以R36 可以使用10Ω，電容使用4 只1206 貼片1nf 高壓瓷片電容。但是具體值的加大還是減小需要還是需要實(shí)際測(cè)量。取值辦法一般使用先確定電容，再確定電阻。在不同輸入電壓下，再驗(yàn)證參數(shù)是否合理，最終選取合適的參數(shù)。
4.5.1 整流二極管原理與設(shè)計(jì)圖8 中D12 是整流二極管。開(kāi)關(guān)電源輸出整流二極管需要滿足溫升和耐壓值要求，解決溫升一般原則是盡可能使用肖特基二極管，或者選用電流更大的二極管，另外整流二極管本身就是一熱源要注意散熱，不能放在發(fā)熱元件附近。二極管耐壓值選擇一般要大于兩倍的反激電壓，如果加入RC 吸收電路來(lái)吸收二極管尖峰，可以選擇耐壓值大于1.5 倍反激電壓的二極管。所以5V 可以選擇40 伏肖特基二極管。對(duì)以5V 來(lái)講，其輸出電流最大為6A，最大峰值為21A，所以二極管可以選擇2045 兩只并聯(lián),這樣可以減小導(dǎo)通壓降，降低損耗。
4.5.2 濾波電容原理與設(shè)計(jì)圖8 中C57、C75 為反激電源輸出濾波電容，這些電容都是電解電容，電解電容ESR 比較大，所以主要考慮電容ESR 對(duì)輸出電壓紋波的影響。另外電解容量一般比較容易做大，所以一般不需要考慮容量對(duì)紋波的影響。電解電容屬于易老化器件，所以要考慮長(zhǎng)期可靠工作需要滿足工作電壓低于80%額定電壓。另外還要考慮電解電容溫升，計(jì)算溫升比較復(fù)雜，一般可靠的選取原則是電容電流Irms 不要超過(guò)電容規(guī)格書(shū)給定的的最大Irms。對(duì)于5V 輸出，其有效值前面已經(jīng)計(jì)算Is1rms=9A,所以電容可以選用10v/2200uf （每只可以吸收1.3A 電流）7 只并聯(lián)。然后由于紋波±150mV 要求，所以要求濾波電容的并聯(lián)ESR 需要小于150mv/Isip=150mv/21A=7mΩ。7 只20℃電容并聯(lián)電阻為：62m/7=8.8mΩ。但是實(shí)際工作過(guò)程中，電容溫度會(huì)較高，所以電阻會(huì)低于8.8mΩ。基本可以滿足要求。
4.5.3 假負(fù)載原理與設(shè)計(jì)圖8 中R59、R60 為假負(fù)載，其大小是由輔助繞組的供電決定，如果假負(fù)載太輕，那么電源輸出空載時(shí)輔助繞組得不到足夠供芯片UC3844 工作的能量，電源會(huì)打嗝。另外適當(dāng)加大假負(fù)載會(huì)提高電源動(dòng)態(tài)和交叉調(diào)節(jié)能力。在調(diào)試電源中如果出現(xiàn)打嗝現(xiàn)象，可以加大假負(fù)載再調(diào)試。此電源所有輸出都應(yīng)該加入假負(fù)載，尤其是±15V，如果假負(fù)載太輕，容易造成電壓漂高。
5、電源保護(hù)電路5.3.1 短路保護(hù)電路
1、在輸出端短路的情況下，PWM 控制電路能夠把輸出電流限制在一個(gè)安全范圍內(nèi)，它可以用多種方法來(lái)實(shí)現(xiàn)限流電路，當(dāng)功率限流在短路時(shí)不起作用時(shí)，只有另增設(shè)一部分電路。
2、短路保護(hù)電路通常有兩種，下圖是小功率短路保護(hù)電路，其原理簡(jiǎn)述如下：當(dāng)輸出電路短路，輸出電壓消失，光耦OT1 不導(dǎo)通，UC3842①腳電壓上升至5V 左右，R1 與R2 的分壓超過(guò)TL431 基準(zhǔn)，使之導(dǎo)通，UC3842⑦腳VCC 電位被拉低，IC 停止工作。UC3842 停止工作后①腳電位消失，TL431 不導(dǎo)通UC3842⑦腳電位上升，UC3842 重新啟動(dòng)，周而復(fù)始。當(dāng)短路現(xiàn)象消失后，電路可以自動(dòng)恢復(fù)成正常工作狀態(tài)。
3、下圖是中功率短路保護(hù)電路，其原理簡(jiǎn)述如下：當(dāng)輸出短路，UC3842①腳電壓上升,U1 ③腳 電位高于②腳時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)①腳輸出高電位，給 C1 充電，當(dāng)C1 兩端電壓超過(guò)⑤腳基準(zhǔn)電壓時(shí) U1⑦腳輸出低電位，UC3842①腳低于1V，UCC3842 停止工作，輸出電壓為0V，周而復(fù)始，當(dāng)短路 消失后電路正常工作。R2、C1 是充放電時(shí)間常數(shù)， 阻值不對(duì)時(shí)短路保護(hù)不起作用。
4、 下圖是常見(jiàn)的限流、短路保護(hù)電路。其工作原理簡(jiǎn)述如下：當(dāng)輸出電路短路或過(guò)流，變壓器原邊電流增大，R3 兩端電壓降增大，③腳電壓升高，UC3842⑥腳輸出占空 比逐漸增大，③腳電壓超過(guò)1V 時(shí)，UC3842 關(guān)閉無(wú)輸出。5、下圖是用電流互感器取樣電流的保護(hù)電路，有著功耗小，但成本高和電路較為復(fù)雜，其工作原理簡(jiǎn)述如下：輸出電路短路或電流過(guò)大，TR1 次級(jí)線圈感 應(yīng)的電壓就越高，當(dāng)UC3842③腳超過(guò)1 伏，UC3842 停止工作，周而復(fù)始，當(dāng)短路或過(guò)載消失，電路自行恢復(fù)。
5.3.2 輸出端限流保護(hù)上圖是常見(jiàn)的輸出端限流保護(hù)電路，其工作原理簡(jiǎn)述如上圖：當(dāng)輸出電流過(guò)大時(shí)，RS（錳銅絲）兩端電壓上升，U1③腳電壓高于②腳基準(zhǔn)電壓，U1①腳輸出高電壓，Q1 導(dǎo)通，光耦發(fā)生光電效應(yīng)，UC3842①腳電壓降低，輸出電壓降低，從而達(dá)到輸出過(guò)載限流的目的。
5.3.3 輸出過(guò)壓保護(hù)電路的原理輸出過(guò)壓保護(hù)電路的作用是：當(dāng)輸出電壓超過(guò)設(shè)計(jì)值時(shí)，把輸出電壓限定在一安全值的范圍內(nèi)。當(dāng)開(kāi)關(guān)電源內(nèi)部穩(wěn)壓環(huán)路出現(xiàn)故障或者由于用戶操作不當(dāng)引起輸出過(guò)壓現(xiàn)象時(shí)，過(guò)壓保護(hù)電路進(jìn)行保護(hù)以防止損壞后級(jí)用電設(shè)備。應(yīng)用最為普遍的過(guò)壓保護(hù)電路有如下幾種：1、可控硅觸發(fā)保護(hù)電路：如上圖，當(dāng)Uo1 輸出升高，穩(wěn)壓管（Z3）擊穿導(dǎo)通，可控硅（SCR1）的控制端得到觸發(fā)電壓，因此可控硅導(dǎo)通。Uo2 電壓對(duì)地短路，過(guò)流保護(hù)電路或短路保護(hù)電路就會(huì)工作，停止整個(gè)電源電路的工作。當(dāng)輸出過(guò)壓現(xiàn)象排除，可控硅的控制端觸發(fā)電壓通過(guò)R 對(duì)地泄放，可控硅恢復(fù)斷開(kāi)狀態(tài)。
2、光電耦合保護(hù)電路：如上圖，當(dāng)Uo 有過(guò)壓現(xiàn)象時(shí)，穩(wěn)壓管擊穿導(dǎo)通，經(jīng)光耦（OT2）R6 到地產(chǎn)生電流流過(guò)，光電耦合器的發(fā)光二極管發(fā)光，從而使光電耦合器的光敏三極管導(dǎo)通。Q1 基極得電導(dǎo)通， 3842的③腳電降低，使IC 關(guān)閉，停止整個(gè)電源的工作，Uo 為零，周而復(fù)始。
3、輸出限壓保護(hù)電路：
輸出限壓保護(hù)電路如下圖，當(dāng)輸出電壓升高，穩(wěn)壓管導(dǎo)通光耦導(dǎo)通，Q1 基極有驅(qū)動(dòng)電壓而道通，UC3842③電壓升高，輸出降低，穩(wěn)壓管不導(dǎo)通，UC3842③電壓降低，輸出電壓升高。周而復(fù)始，輸出電壓將穩(wěn)定在一范圍內(nèi)（取決于穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值）。4、輸出過(guò)壓鎖死電路：圖A 的工作原理是，當(dāng)輸出電壓Uo 升高，穩(wěn)壓管導(dǎo)通，光耦導(dǎo)通，Q2 基極得電導(dǎo)通，由于Q2 的導(dǎo)通Q1 基極電壓降低也導(dǎo)通，Vcc 電壓經(jīng)R1、Q1、R2 使Q2 始終導(dǎo)通，UC3842③腳始終是高電平而停止工作。在圖B 中，UO 升高U1③腳電壓升高，①腳輸出高電平，由于D1、R1 的存在，U1①腳始終輸出高電平Q1 始終導(dǎo)通，UC3842①腳始終是低電平而停止工作。正反饋？
5.3.4 輸入過(guò)欠壓保護(hù)1、 原理圖：2、 工作原理：AC 輸入和DC 輸入的開(kāi)關(guān)電源的輸入過(guò)欠壓保護(hù)原理大致相同。保護(hù)電路的取樣電壓均來(lái)自輸入濾波后的電壓。取樣電壓分為兩路，一路經(jīng)R1、R2、R3、R4 分壓后輸入比較器3腳，如取樣電壓高于2 腳基準(zhǔn)電壓，比較器1 腳輸出高電平去控制主控制器使其關(guān)斷，電源無(wú)輸出。另一路經(jīng)R7、R8、R9、R10 分壓后輸入比較器6 腳，如取樣電壓低于5 腳基準(zhǔn)電壓，比較器7 腳輸出高電平去控制主控制器使其關(guān)斷，電源無(wú)輸出。
6、附加項(xiàng)6.1 PFC 的作用
PFC 的英文全稱為“Power Factor Correction”，意思是“功率因數(shù)校正”，功率因數(shù)指的是有效功率與總耗電量(視在功率)之間的關(guān)系，也就是有效功率除以總耗電量(視在功率)的比值?；旧瞎β室蛩乜梢院饬侩娏Ρ挥行Ю玫某潭?，當(dāng)功率因素值越大，代表其電力利用率越高。計(jì)算機(jī)開(kāi)關(guān)電源是一種電容輸入型電路，其電流和電壓之間的相位差會(huì)造成交換功率的損失，此時(shí)便需要PFC 電路提高功率因數(shù)。目前的PFC 有兩種，一種為被動(dòng)式PFC（也稱無(wú)源PFC）和主動(dòng)式PFC（也稱有源式PFC）。6.1.1 被動(dòng)式PFC被動(dòng)式PFC 一般采用電感補(bǔ)償方法使交流輸入的基波電流與電壓之間相位差減小來(lái)提高功率因數(shù)，被動(dòng)式PFC 包括靜音式被動(dòng)PFC 和非靜音式被動(dòng)PFC。被動(dòng)式PFC 的功率因數(shù)只能達(dá)到0.7～0.8，它一般在高壓濾波電容附近。6.1.2 主動(dòng)式PFC而主動(dòng)式PFC 則由電感電容及電子元器件組成，體積小、通過(guò)專用IC 去調(diào)整電流的波形，對(duì)電流電壓間的相位差進(jìn)行補(bǔ)償。主動(dòng)式PFC 可以達(dá)到較高的功率因數(shù)──通?？蛇_(dá)98%以上，但成本也相對(duì)較高。此外，主動(dòng)式PFC 還可用作輔助電源，因此在使用主動(dòng)式PFC 電路中，往往不需要待機(jī)變壓器，而且主動(dòng)式PFC 輸出直流電壓的紋波很小，這種開(kāi)關(guān)電源不必采用很大容量的濾波電容。
6.1.3 PFC 的作用：作用是節(jié)省能源!就是說(shuō)讓電網(wǎng)中的能源盡可能被100%利用,但是實(shí)際中做不到,但可以接近,比如PFC 99% 等,也就是說(shuō)有用功越多越好,無(wú)用功越小越好.功率因數(shù)低,偕波含量太高,對(duì)電網(wǎng)的沖擊就大,嚴(yán)重時(shí)會(huì)影響到其他電器的正常工作。1）由于設(shè)備中有電容,電感,變壓器等器件使電壓和電流不同步,這樣出現(xiàn)無(wú)功功率,2）由于開(kāi)關(guān)管,整流器等作用,輸出電流中有畸變,諧波含量比較大,這樣導(dǎo)致功率因數(shù)下降.它的危害是顯然的,主要是對(duì)電網(wǎng)以及電器設(shè)備及器件的沖擊力很大,容易毀壞器件.而無(wú)源PFC 只是在器件的前端和后端分別用差模和共模來(lái)濾波,這樣加L,C 導(dǎo)致體積很大,而且功率因數(shù)只能達(dá)到0.85 左右; 主動(dòng)式PFC 可以達(dá)到較高的功率因數(shù)──通?？蛇_(dá)98%以上，但成本也相對(duì)較高。
6.1.4 PFC 電路無(wú)源PFC 電路比較簡(jiǎn)單，主要講解一下有源PFC 電路。有源PFC 本質(zhì)為一個(gè)帶有SPWM 的BOOST 電路，控制方法有很多，電流型電壓型 CCM下圖為PFC 典型電路：
6.2 開(kāi)關(guān)電源EMI 產(chǎn)生機(jī)理及抑制開(kāi)關(guān)電源向高頻化、高效化方向迅猛發(fā)展，EMI 抑制已成為開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的重要指標(biāo) 電磁干擾( EMI) 就是電磁兼容不足,是破壞性電磁能從一個(gè)電子設(shè)備通過(guò)傳導(dǎo)或輻射到另一個(gè)電子設(shè)備的過(guò)程。近年來(lái)，開(kāi)關(guān)電源以其頻率高、效率高、體積小、輸出穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)而迅速發(fā)展起來(lái)。開(kāi)關(guān)電源已逐步取代了線性穩(wěn)壓電源，廣泛應(yīng)用于計(jì)算機(jī)、通信、自控系統(tǒng)、家用電器等領(lǐng)域。但是由于開(kāi)關(guān)電源工作在高頻狀態(tài)及其高di/dt 和高dv/dt，使開(kāi)關(guān)電源存在非常突出的缺點(diǎn)——容易產(chǎn)生比較強(qiáng)的電磁干擾(EMI)信號(hào)。EMI 信號(hào)不但具有很寬的頻率范圍，還具有一定的幅度，經(jīng)傳導(dǎo)和輻射會(huì)污染電磁環(huán)境，對(duì)通信設(shè)備和電子產(chǎn)品造成干擾。所以，如何降低甚至消除開(kāi)關(guān)電源中的EMI 問(wèn)題已經(jīng)成為開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)師們非常關(guān)注的問(wèn)題。本文著重介紹開(kāi)關(guān)電源中開(kāi)關(guān)管及二極管EMI 的四種抑制方法。
6.2.1 開(kāi)關(guān)管及二極管EMI 產(chǎn)生機(jī)理開(kāi)關(guān)管工作在硬開(kāi)關(guān)條件下開(kāi)關(guān)電源自身產(chǎn)生電磁干擾的根本原因，就是在其工作過(guò)程中的開(kāi)關(guān)管的高速開(kāi)關(guān)及整流二極管的反向恢復(fù)產(chǎn)生高 di/dt 和高dv/dt，它們產(chǎn)生的浪涌電流和尖峰電壓形成了干擾源。開(kāi)關(guān)管工作在硬開(kāi)關(guān)時(shí)還會(huì)產(chǎn)生高di/dt 和高dv/dt，從而產(chǎn)生大的電磁干擾。圖1 繪出了接感性負(fù)載時(shí)，開(kāi)關(guān)管工作在硬開(kāi)關(guān)條件下的開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)軌跡，圖中虛線為雙極性晶體管的安全工作區(qū)，如果不改善開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)條件，其開(kāi)關(guān)軌跡很可能會(huì)超出安全工作區(qū)，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管的損壞。由于開(kāi)關(guān)管的高速開(kāi)關(guān)，使得開(kāi)關(guān)電源中的高頻變壓器或儲(chǔ)能電感等感性負(fù)載在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，迫使變壓器的初級(jí)出現(xiàn)很大的浪涌電流，將造成尖峰電壓。開(kāi)關(guān)管在截止期間，高頻變壓器繞組的漏感引起的電流突變，從而產(chǎn)生反電勢(shì)E=-Ldi/dt，其值與電流變化率(di/dt)成正比，與漏感量成正比，疊加在關(guān)斷電壓上形成關(guān)斷電壓尖峰，從而形成電磁干擾。此外，開(kāi)關(guān)管上的反向并聯(lián)二極管的反向恢復(fù)特性不好，或者電壓尖峰吸收電路的參數(shù)選擇不當(dāng)也會(huì)造成電磁干擾。由整流二極管的反向恢復(fù)引起的干擾源有兩個(gè)，它們分別是輸入整流二極管和輸出整流二極管。它們都是由電流的換向引起的干擾。由圖2 表明，t0=0 時(shí)二極管導(dǎo)通，二極管的電流迅速增大，但是其管壓降不是立即下降，而會(huì)出現(xiàn)一個(gè)快速的上沖。其原因是在開(kāi)通過(guò)程中，二極管PN 結(jié)的長(zhǎng)基區(qū)注入足夠的少數(shù)載流子，發(fā)生電導(dǎo)調(diào)制需要一定的時(shí)間tr。該電壓上沖會(huì)導(dǎo)致一個(gè)寬帶的電磁噪聲。而在關(guān)斷時(shí)，存在于PN 結(jié)長(zhǎng)基區(qū)的大量過(guò)剩少數(shù)載流子需要一定時(shí)間恢復(fù)到平衡狀態(tài)從而導(dǎo)致很大的反向恢復(fù)電流。當(dāng)t=t1 時(shí)，PN 結(jié)開(kāi)始反向恢復(fù)，在t1-t2 時(shí)間內(nèi)，其他過(guò)剩載流子依靠復(fù)合中心復(fù)合，回到平衡狀態(tài)。這時(shí)管壓降又出現(xiàn)一個(gè)負(fù)尖刺。通常t2《t1，所以該尖峰是一個(gè)非常窄的尖脈沖，產(chǎn)生的電磁噪聲比開(kāi)通時(shí)還要強(qiáng)。因此，整流二極管的反向恢復(fù)干擾也是開(kāi)關(guān)電源中的一個(gè)重要干擾源。
6.2.2 EMI 抑制方法di/dt 和dv/dt 是開(kāi)關(guān)電源自身產(chǎn)生電磁干擾的關(guān)鍵因素，減小其中的任何一個(gè)都可以減小開(kāi)關(guān)電源中的電磁干擾。由上述可知，di /dt 和dv/dt 主要是由開(kāi)關(guān)管的快速開(kāi)關(guān)及二極管的反向恢復(fù)造成的。所以，如果要抑制開(kāi)關(guān)電源中的EMI 就必須解決開(kāi)關(guān)管的快速開(kāi)關(guān)及二極管的反向恢復(fù)所帶來(lái)的問(wèn)題。
6.2.2.1 并接吸收裝置采取吸收裝置是抑制電磁干擾的好辦法。吸收電路的基本原理就是開(kāi)關(guān)在斷開(kāi)時(shí)為開(kāi)關(guān)提供旁路，吸收蓄積在寄生分布參數(shù)中的能量，從而抑制干擾發(fā)生。常用的吸收電路有RC、RCD。此類吸收電路的優(yōu)點(diǎn)就是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、價(jià)格便宜、便于實(shí)施，所以是常用的抑制電磁干擾的方法。
6.2.2.1.1 并接RC 電路在開(kāi)關(guān)管T 兩端加RC 吸收電路,如圖3 所示。在二次整流回路中的整流二極管D 兩端加RC吸收電路,如圖5 所示,抑制浪涌電流。
6.2.2.1.2 并接RCD 電路在開(kāi)關(guān)管T 兩端加RCD 吸收電路,如圖4 所示。
6.2.2.2 串接可飽和磁芯線圈二次整流回路中,與整流二極管D 串接可飽和磁芯的線圈,如圖5 所示。可飽和磁芯線圈在通過(guò)正常電流時(shí)磁芯飽和,電感量很小,不會(huì)影響電路正常上作。一旦電流要反向時(shí),磁芯線圈將產(chǎn)生很大的反電動(dòng)勢(shì),阻止反向電流的上升。因此，將它與二極管D 串聯(lián)就能有效地抑制二極管D的反向浪涌電流。
6.2.3 傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振技術(shù)一般來(lái)說(shuō)，可以采用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)來(lái)解決開(kāi)關(guān)管的問(wèn)題，如圖6 所示。圖6 給出了開(kāi)關(guān)管工作在軟開(kāi)關(guān)條件下的開(kāi)關(guān)軌跡。軟開(kāi)關(guān)技術(shù)主要減小開(kāi)關(guān)管上的開(kāi)關(guān)損耗，也可以抑制開(kāi)關(guān)管上的電磁干擾。在所有的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)中，準(zhǔn)諧振抑制開(kāi)關(guān)管上電磁干擾的效果比較好，所以本文以準(zhǔn)諧振技術(shù)為例，介紹軟開(kāi)關(guān)技術(shù)抑制EMI。所謂準(zhǔn)諧振就是開(kāi)關(guān)管在電壓谷底開(kāi)通，見(jiàn)圖7。開(kāi)關(guān)中寄生電感與電容作為諧振元件的一部分，可完全控制開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)電流浪涌與斷開(kāi)時(shí)電壓浪涌的發(fā)生。采用這種方式不僅能把開(kāi)關(guān)損耗減到很小，而且能降低噪聲。谷底開(kāi)關(guān)要求關(guān)斷時(shí)間中儲(chǔ)存在中的能量必須在開(kāi)關(guān)開(kāi)通時(shí)釋放掉。它的平均損耗為，由此公式可以看出，減小會(huì)導(dǎo)致大大降低，從而減小開(kāi)關(guān)上的應(yīng)力，提高效率，減小dv/dt，即減小EMI。
6.2.4 LLC 串聯(lián)諧振技術(shù)圖8 為L(zhǎng)LC 串聯(lián)諧振的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。從圖中可以看出，兩個(gè)主開(kāi)關(guān)Ql 和Q2 構(gòu)成一個(gè)半橋結(jié)構(gòu)，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)是固定50％占空比的互補(bǔ)信號(hào)，電感Ls、電容Cs 和變壓器的勵(lì)磁電感Lm構(gòu)成一個(gè)LLC 諧振網(wǎng)絡(luò)。在LLC 串聯(lián)諧振變換器中，由于勵(lì)磁電感Lm 串聯(lián)在諧振回路中，開(kāi)關(guān)頻率可以低于LC 的本征諧振頻率fs，而只需高于LLC 的本征諧振頻率fm 便可實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)的零電壓開(kāi)通。所以，LLC 串聯(lián)諧振可以降低主開(kāi)關(guān)管上的EMI，把電磁輻射干擾 (EMI)減至最少。在LLC 諧振拓?fù)渲校灰C振電流還沒(méi)有下降到零，頻率對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)趨勢(shì)就沒(méi)有變，即隨著頻率的下降輸出電壓將繼續(xù)上升，同時(shí)由于諧振電流的存在，半橋上下兩個(gè)主開(kāi)關(guān)的零電壓開(kāi)通條件就得以保證。因此，LLC 諧振變換器的工作頻率有一個(gè)下限，即Cs 與Ls 和Lm 的串聯(lián)諧振頻率 fm。在工作頻率范圍fm
6.2.5 抑制方法對(duì)比分析研究采用并聯(lián)RC 吸收電路和串聯(lián)可飽和磁芯線圈均為簡(jiǎn)單常用的方法，主要是抑制高電壓和浪涌電流，起到吸收和緩沖作用，其對(duì)EMI 的抑制效果相比準(zhǔn)諧振技術(shù)與LLC 串聯(lián)諧振技術(shù)較差。下面著重對(duì)準(zhǔn)諧振技術(shù)與LLC 串聯(lián)諧振技術(shù)進(jìn)行比較分析。在準(zhǔn)諧振中加入RCD 緩沖電路，即由二極管，電容器和電阻組成的尖峰電壓吸收電路，其主要作用是用來(lái)吸收MOSFET功率開(kāi)關(guān)管在關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的上升沿尖峰電壓能量，減少尖峰電壓幅值，防止功率開(kāi)關(guān)管過(guò)電壓擊穿。但是，這樣將會(huì)增加損耗，而且由于緩沖電路中采用了二極管，也將增加二極管的反向恢復(fù)問(wèn)題。由上述分析可以看出，準(zhǔn)諧振技術(shù)主要減小開(kāi)關(guān)管上的開(kāi)關(guān)損耗，也可以抑制開(kāi)關(guān)管上的電磁干擾，但是它不能抑制二極管上的電磁干擾，而且當(dāng)輸入電壓增大時(shí)，頻率提高；當(dāng)輸出負(fù)載增大時(shí)，頻率降低，所以它的抑制效果不是很好，一般不能達(dá)到人們所希望的結(jié)果。所以如果想得到更好的抑制效果，必須解決二極管上的反向恢復(fù)問(wèn)題，這樣抑制效果才能令人們滿意。LLC 串聯(lián)諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比準(zhǔn)諧振抑制EMI 的效果好。其優(yōu)點(diǎn)已在上面進(jìn)行了分析。
6.2.6 結(jié)語(yǔ)隨著開(kāi)關(guān)電源技術(shù)的不斷發(fā)展，其體積越來(lái)越小，功率密度越來(lái)越大，EMI 問(wèn)題已經(jīng)成為開(kāi)關(guān)電源穩(wěn)定性的一個(gè)關(guān)鍵因素。開(kāi)關(guān)電源內(nèi)部開(kāi)關(guān)管及二極管是EMI 主要發(fā)生源。本文主要介紹了四種抑制開(kāi)關(guān)管及二極管EMI 的方法并進(jìn)行了分析對(duì)比，目的是找到更為有效的抑制EMI 的方法。通過(guò)分析對(duì)比得出LLC 串聯(lián)諧振技術(shù)的抑制效果較好，而且其效率隨電壓升高而升高，其工作頻率隨電壓變化較大，而隨負(fù)載的變化較小。
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此文檔是作為張占松高級(jí)開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)之后的強(qiáng)化培訓(xùn)，基于計(jì)劃安排，由申工講解了變壓器設(shè)計(jì)之后，在此文章中簡(jiǎn)單帶過(guò)變壓器設(shè)計(jì)原理，重點(diǎn)講解電路工作原理和設(shè)計(jì)過(guò)程中關(guān)鍵器件計(jì)算與選型。開(kāi)關(guān)電源的工作過(guò)程相當(dāng)容易理解，其擁有三個(gè)明顯特征：開(kāi)關(guān)：電力電子器件工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)而不是線性狀態(tài)高頻：電力電子器件工作在高頻而不是接近工頻的低頻直流：開(kāi)關(guān)電源輸出的是直流而不是交流 也可以輸出高頻交流如電子變壓器1.1 開(kāi)關(guān)電源基本組成部分
1.2 開(kāi)關(guān)電源分類：開(kāi)關(guān)電源按照拓?fù)浞趾芏囝愋停篵uck boost 正激 反激 半橋 全橋 LLC 等等，但是從本質(zhì)上區(qū)分，開(kāi)關(guān)電源只有兩種工作方式：正激：是開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)傳輸能量，反激：開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)傳輸能量。下面將以反激電源為例進(jìn)行講解。
1.3 反激開(kāi)關(guān)電源簡(jiǎn)介反激又被稱為隔離buck-boost 電路?；竟ぷ髟恚洪_(kāi)關(guān)管打開(kāi)時(shí)變壓器存儲(chǔ)能量，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)釋放存儲(chǔ)的能量反激開(kāi)關(guān)電源根據(jù)開(kāi)關(guān)管數(shù)目可分為雙端和單端反激。根據(jù)反激變壓器工作模式可分為CCM 和DCM 模式反激電源。根據(jù)控制方式可分為PFM 和PWM 型反激電源。根據(jù)驅(qū)動(dòng)占空比的產(chǎn)生方式可分為電壓型和電流型反激開(kāi)關(guān)電源。我們所要講的反激電源精確定義為：電流型PWM 單端反激電源。
1.4 電流型PWM 單端反激電源此類反激電源優(yōu)點(diǎn)：結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單價(jià)格便宜，適用小功率電源。此類反激電源缺點(diǎn)：功率較小，一般在150w 以下，紋波較大，電壓負(fù)載調(diào)整率低，一般大于5%。此類反激電源設(shè)計(jì)難點(diǎn)主要是變壓器的設(shè)計(jì)，特別是寬輸入電壓，多路輸出的變壓器。
2 舉例講解設(shè)計(jì)過(guò)程
為了更清楚了解設(shè)計(jì)中詳細(xì)計(jì)算過(guò)程，我們將以220VAC-380VAC 輸入， 5V±3%（5A），±15±5%（0.5A）三路共地輸出反激電源為例講解設(shè)計(jì)過(guò)程。提出上面要求，選擇思路如下：電源總輸出功率P=5*5W 15*0.5*2=40W 功率較小，可以選擇反激開(kāi)關(guān)電源。反激電源功率只有40W 又屬于多路輸出， 5V±3%，紋波±150mV，±15±5%。5V 要求精度高，所以5v 作為電源主反饋?？紤]到5V 對(duì)±15V 的交叉控制能力，開(kāi)關(guān)電源選用斷續(xù)模式（DCM）。芯片供電線圈選用15V 輸出，但是其功率很小，計(jì)算過(guò)程中忽略不計(jì)。電源功率較小，輸入電壓變化范圍只有±30%，所以不需要PFC 電路。電源總體電路框圖設(shè)計(jì)如下：
3 輸入電路?輸入電路包括防雷單元，EMI 電路和整流濾波電路。下圖為常見(jiàn)開(kāi)關(guān)電源輸入回路：
3.1.1 防雷單元基于壓敏電阻和陶瓷氣體放電管的防雷電路使用的比較多，電路簡(jiǎn)單價(jià)格便宜。●MOV1，MOV2 ，MOV3 為壓敏電阻，用來(lái)吸收雷擊的浪涌電壓，保護(hù)后面的電路，是防雷單元的主要元件。●加入保險(xiǎn)絲F2，F(xiàn)3，以及氣體放電管FDG 的其主要是安全要求，因?yàn)閴好綦娮璧氖Ｊ教攸c(diǎn)，在遭受雷擊或長(zhǎng)時(shí)間老化后，壓敏電阻電壓等級(jí)會(huì)降低，有可能低于電網(wǎng)電壓，導(dǎo)致其功耗變大甚至短路，加入保險(xiǎn)以及氣體放電管，保證壓敏出現(xiàn)故障不會(huì)造成短路。●保險(xiǎn)絲F1 一方面是保護(hù)后面電路出現(xiàn)故障時(shí)斷開(kāi)，另一方面，它也有防雷效果，在遭受雷擊時(shí)，會(huì)有浪涌電流涌入MOV3，有可能導(dǎo)致保險(xiǎn)F1 斷開(kāi)，但是如果想要有抗雷擊效果，需要使用快速保險(xiǎn)。
3.1.2 EMI 電路由于開(kāi)關(guān)電源工作在高頻狀態(tài)及其高di/dt 和高dv/dt，使開(kāi)關(guān)電源存在非常突出的缺點(diǎn)——容易產(chǎn)生比較強(qiáng)的電磁干擾(EMI)信號(hào)。其EMI 信號(hào)不但具有很寬的頻率范圍，還具有一定的幅度，經(jīng)傳導(dǎo)和輻射會(huì)污染電磁環(huán)境，對(duì)通信設(shè)備和電子產(chǎn)品造成干擾。設(shè)計(jì)EMI 電路是為了抑制開(kāi)關(guān)電源工作產(chǎn)生的輻射及傳導(dǎo)干擾對(duì)電網(wǎng)的影響。●EMI 電路中：C1、L1、C2、C3，C4 組成的雙π型濾波網(wǎng)絡(luò)，C1，C4 為X 電容，濾除差模干擾，C2，C3 為Y2 電容，濾除共模干擾。其中L1 為共模電感，能夠抑制共模信號(hào)。L1 的漏感為差模電感，抑制高頻差模信號(hào)。C7 為Y2 電容，其在整流橋電流換向時(shí)，整流橋斷開(kāi)，輸入與濾波電容完全隔開(kāi)，濾波電容以后處于懸浮狀態(tài)，所以加入電容C7，在整流橋換向過(guò)程中抑制EMI。●EMI 電路對(duì)電源的電磁噪聲及雜波信號(hào)進(jìn)行抑制，防止對(duì)電源干擾，同時(shí)也防止電源本身產(chǎn)生的高頻雜波對(duì)電網(wǎng)干擾。●R1，R2 是安規(guī)要求,其主要作用是為了給X 電容放電。需要在較短的時(shí)間內(nèi)將X 電容的電壓降低到安全電壓一下。●當(dāng)電源開(kāi)啟瞬間，要對(duì) C5 充電，由于瞬間電流大，加RT1（熱敏電阻）就能有效的防止浪涌電流。因瞬時(shí)能量全消耗在RT1 電阻上，一定時(shí)間后溫度升高后RT1 阻值減?。≧T1 是負(fù)溫系數(shù)元件），這時(shí)它消耗的能量非常小，后級(jí)電路可正常工作。3.1.3 整流濾波電路●交流電壓經(jīng)BRG1 整流后，經(jīng)C5 濾波后得到較為純凈的直流電壓。若C5 容量變小，輸出的交流紋波將增大，所以選著合適的C5 對(duì)于系統(tǒng)穩(wěn)定非常重要。●經(jīng)驗(yàn)選?。阂话銢](méi)有PFC 的380VAC 開(kāi)關(guān)電源C5 按照1.5-2.5uF/w 來(lái)選。按照這個(gè)標(biāo)準(zhǔn)可以滿足絕大部分電源濾波要求。具體不同要根據(jù)環(huán)境溫度，溫度高電容要取大一些。●電容C6 為一高頻薄膜電容，它在整流橋換向時(shí)提供能量和回路，對(duì)電源傳導(dǎo)干擾有明顯抑制作用。以上元器件參數(shù)不是計(jì)算得到的，而是進(jìn)行了EMI 整改和雷擊實(shí)驗(yàn)的時(shí)候確定最終參數(shù)。對(duì)于電容C5 可以選擇100uf/350V 電解電容串聯(lián)。對(duì)于上一部分設(shè)計(jì)，我們公司一般都是直流母線直接輸入，所以C5 選取可以小一些。
4 關(guān)鍵電路計(jì)算：
功率變換是設(shè)計(jì)的關(guān)鍵部分，其設(shè)計(jì)過(guò)程主要包括功率元件選擇和開(kāi)關(guān)變壓器設(shè)計(jì)，其中開(kāi)關(guān)變壓器設(shè)計(jì)是開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)工作中最重要的部分，其設(shè)計(jì)的結(jié)果直接決定了開(kāi)關(guān)電源的性能，本文主要講解電路原理。
4.1 開(kāi)關(guān)變壓器
4.1.1 變壓器設(shè)計(jì)要點(diǎn)對(duì)于40W 的反激開(kāi)關(guān)電源，變壓器工作在DCM 模式比較好。●該電源5V 輸出為5A ，為了提高5V 控制力，使用銅箔，增加耦合系數(shù)。●由于該電源設(shè)計(jì)為多路共地輸出， 15V 與-15V 雙線并繞，提高交叉調(diào)節(jié)能力。●初級(jí)線圈分成兩部分，使用三明治繞法，減小漏感。●鐵芯 ：有許多廠家的鐵芯可被用作反激變壓器。下面的材料適合使用：PC40 或PC44 3C85、3C90 或 3F3 。反激變壓器一般用 E 形磁芯，原因是它成本低、易使用。其它類型磁芯如 EF、EFD、ETD、EER 和 EI 應(yīng)用在有高度等特殊要求的場(chǎng)合。RM、.toroid 和罐形磁芯由于安全絕緣要求的原因不適合使用。低外形設(shè)計(jì)時(shí)EFD 較好，大功率設(shè)計(jì)時(shí) ETD 較好，多路輸出設(shè)計(jì)時(shí) EER 較好。●骨架 ：對(duì)骨架的主要要求是確保滿足安全爬電距離，初、次級(jí)穿過(guò)磁芯的引腳距離，要求以及初、次級(jí)繞組面積距離的要求。骨架要用能承受焊接溫度的材料制作。●絕緣膠帶 ：聚酯和聚酯薄膜是用作絕緣膠帶最常用的形式，它能定做成所需的基本絕緣寬度或初、次級(jí)全絕緣寬度。邊沿膠帶通常較厚少數(shù)幾層就能達(dá)到要求，它通常是聚酯膠帶。
4.1.2 變壓器詳細(xì)計(jì)算以上面的一個(gè)實(shí)例來(lái)講一下計(jì)算過(guò)程。1.確定電源規(guī)格.1).輸入電壓范圍 Vin=220—380Vac;2).輸出電壓/負(fù)載電流:Vout1=5V/1A,Vout2=15V/0.5A，Vout3=-15V/0.5A;3).變壓器的效率 ?=0.902. 工作頻率和最大占空比確定.取:工作頻率 fosc=100KHz, 最大占空比 Dmax=0.45. (取小于0.5 是由退磁伏秒積決定的)Tosc=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*25=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 計(jì)算變壓器初與次級(jí)匝數(shù)比 n(Np/Ns=n).最低輸入電壓 Vin(min)=220*√2-20=280Vdc(取低頻紋波為 30V).根據(jù)伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout Vf)*(1-Dmax)*n.其中Vout 為主反饋，因?yàn)橹鞣答侂妷菏欠€(wěn)定的，是真正控制變壓器的信號(hào)推得：n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout1 Vf1)*(1-Dmax)] =[280*0.45]/[(5 0.8)*0.55]=39.5由于5V 輸出電流為5A，所以5V 整流二極管使用大電流肖特基，壓降近似取0.8V
4. 變壓器初級(jí)峰值電流的計(jì)算.設(shè) 5V 輸出電流的過(guò)流點(diǎn)為 120%; 5v 整流二極管的正向壓降為0.8V 和±15v 整流二極管的正向壓降 1.0V.● 5V 輸出功率 :Pout1=(Vout1 Vf1)*Iout1*120%=(5 0.8)*5*1.2=34.8W● 15V 輸出功率 Pout2=(Vout2 Vf2)*Iout2=16*0.5=8W●-Pout3=(Vout3 Vf3)*Iout3=16*0.5=8W變壓器次級(jí)輸出總功率 Pout=Pout1 Pout2 Pout3=51W由于工作在斷續(xù)模式，所以一個(gè)周期輸入的能量全部輸出。根據(jù)能量守恒：Vin(min)*0.5*Ipp*Dmax*Tosc*fosc=Pout/ ?所以Ipp= Pout/ (?* Vin(min)*0.5*Dmax)=51/(0.9*280*0.5*0.45) =0.9A
5. 變壓器初級(jí)電感量的計(jì)算.由式子 Vdc=Lp*di/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/Ipp = 280*4.5/0.9 uH=1.4mH
6.變壓器鐵芯的選擇.根據(jù)經(jīng)驗(yàn)式子 Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?],其中:Pt(變壓器的標(biāo)稱輸出功率)= Pout=23W ，Ko(窗口的銅填充系數(shù))=0.3（電壓較高Ko 較?。琄c(磁芯填充系數(shù))=1(對(duì)于鐵氧體), 變壓器磁通密度 Bm=2700 Gs ,過(guò)載時(shí)Bm=3000GS， j(電流密度): j=4.5A/mm。Aw*Ae=51*106/[2*0.3*1*100*103*2700Gs*4.5*0.90] =0.9cm4考慮到繞線空間,選擇窗口面積大的磁芯,查表:EE19 鐵氧體磁芯的有效截面積 Ae=0.22cm2它的窗口面積 Aw=0.50cm2EE19 的功率容量乘積為Ap =Ae*Aw=0.11cm4 >0.09cm4故選擇EE19 鐵氧體磁芯滿足條件
7.變壓器初級(jí)匝數(shù)及氣隙長(zhǎng)度的計(jì)算.1).由 Np=Lp*Ipp/[Ae*Bm],得:Np=1400*0.9/(22.8*0.3)= 取 Np=184由 Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:氣隙長(zhǎng)度 lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp =4π*10-7* 184^2*22.8/1.4=0.66mm 取 lg=0.7mm2). 當(dāng) 5V 限流輸出,Ipp 為最大時(shí)(Ipp=0.9A),檢查 Bmax.Bmax=Lp*Ipp/[Ae*Np] =1.4*10-3*0.9/（22.8*10-6?*184）=0.307T=3070Gs<3300Gs老的資料上介紹的鐵氧體參數(shù)已經(jīng)不準(zhǔn)確了，現(xiàn)在鐵氧體飽和可以做到3500GS 以上，部分鐵氧體材質(zhì)可以做到4700GS,因此變壓器磁芯選擇可以通過(guò).
8. 變壓器次級(jí)匝數(shù)的計(jì)算.Ns1(5v)=Np/n=184/39.5=4.5 取 Ns1=5Ns2(15v)=(15 1)* Ns1/(5 0.8)=13.8 取 Ns2=14Ns3(-15v)=(15 1)* Ns1/(5 0.8)=13.8 取 Ns3=14故初次級(jí)實(shí)際匝比:n=180/5=36
9.重新核算占空比 Dmax 和 Dmin.1).當(dāng)輸入電壓為最低時(shí):Vin(min)=280Vdc.由 Vin(min)* Dmax= (Vout1 Vf1)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout1 Vf1)*n/[(Vout1 Vf1)*n Vin(min)] =0.43 <0.45占空比合格。2).當(dāng)輸入電壓為最高時(shí):Vin(max)=380*1.414=537Vdc.Dmin=(Vout1 Vf1)*n/[(Vout1 Vf1)*n Vin(max)] =0.263
10. 重新核算變壓器初級(jí)電流的峰值 Ip 和有效值 I(rms).DCM 模式下，變壓器初次級(jí)電流為三角波，
11.根據(jù)電流波形，求得三角波電流有效值I(rms)=Ip*Sqrt(D/3)1).在輸入電壓為最低Vin(min)和占空比為Dmax 條件下, 初級(jí)電流的峰值 Ipp 和有效值Ip(rms).所以Ipp= Pout/ (?* Vin(min)*0.5*Dmax)=51/(0.9*280*0.5*0.43) =0.94A2). 當(dāng) 5V 限流輸出,Ipp 為最大時(shí)(Ipp=0.9A),檢查 Bmax.Bmax=Lp*Ipp/[Ae*Np] =1.4*10-3*0.94/（22.8*10-6?*184）=0.307T=3130Gs<3300Gs因此變壓器初級(jí)匝數(shù)選擇通過(guò).Ip(rms)=Ipp*Sqrt(Dmax/3)=0.94*Sqrt(0.43/3)=0.355A3).次級(jí)電流有效值計(jì)算次級(jí)電流也是三角波，其平均值為輸出電流。所以根據(jù)面積等效法求得：Iout*Tosc=0.5*Isp*Tosc*(1-D)所以Isp= Iout*Tosc/(0.5*Tosc*(1-D))=2* Iout/(1-D)Is(rms)=Isp*Sqrt((1-D)/3) 5V 繞組電流計(jì)算如下：????Is1p=2* Iout1/(1-Dmax)=2*6/(1-0.43)=21AIs1(rms)=Is1p*Sqrt((1-Dmax)/3)=9.17A 15V 繞組電流計(jì)算如下：Is2p=2* Iout2/(1-Dmax)=2*0.5/(1-0.43)=1.75AIs2(rms)=Is2p*Sqrt((1-Dmax)/3)=0.764A-15V 繞組計(jì)算同 15VIs3p=2* Iout3/(1-Dmax)=2*0.5/(1-0.43)=1.75AIs3(rms)=Is3p*Sqrt((1-Dmax)/3)=0.764A
12.變壓器初級(jí)線圈和次級(jí)線圈的線徑計(jì)算.1).導(dǎo)線橫截面積:前面已提到,取電流密度 j= 4.5mm2變壓器初級(jí)線圈:導(dǎo)線截面積= Ip(rms)/j=0.35A/4.5A/mm2=0.07mm2其中次級(jí)電流計(jì)算方法類似，這里不做過(guò)多講解。2).線徑及根數(shù)的選取.考慮導(dǎo)線的趨膚效應(yīng),因此導(dǎo)線的線徑建議不超過(guò)穿透厚度的 2 倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k 為材質(zhì)常數(shù),Cu 在 20℃時(shí) k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此導(dǎo)線的線徑不要超過(guò) 0.40mm. 如果單根導(dǎo)線直徑太大可以使用多只并繞，對(duì)于銅箔厚度可以取0.35mm5).變壓器繞線結(jié)構(gòu)及工藝.為了減小變壓器的漏感,建議采取三文治繞法,而且采取該繞法的電源 EMI 性能比較好，另外變壓器中具體的安規(guī)問(wèn)題參見(jiàn)公司安規(guī)標(biāo)準(zhǔn)。
4.2 器件選型與計(jì)算
4.3 控制開(kāi)關(guān)主回路：
4.3.1 芯片工作原理：UC3844 是一種高性能單端輸出式電流控制型脈寬調(diào)制器芯片，由該集成電路構(gòu)成的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源與一般的電壓控制型脈寬調(diào)制開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源相比具有外圍電路簡(jiǎn)單、電壓調(diào)整率好、頻響特性好、穩(wěn)定幅度大、具有過(guò)流限制、過(guò)壓保護(hù)和欠壓鎖定等優(yōu)點(diǎn)。該芯片的主要功能有：內(nèi)部采用精度為±2．0％的基準(zhǔn)電壓為5.00V，具有很高的溫度穩(wěn)定性和較低的噪聲等級(jí)；振蕩器的最高振蕩頻率可達(dá)500kHz。內(nèi)部振蕩器的頻率同腳8 與腳4 間電阻Rt、腳4 的接地電容Ct 決定。其內(nèi)部帶鎖定的PWM(Pulse Width Modulation)，可以實(shí)現(xiàn)逐個(gè)脈沖的電流限制；具有圖騰柱輸出，能提供達(dá)1A 的電流直接驅(qū)動(dòng)MOSFET 功率管。
4.3.1.1 芯片結(jié)構(gòu)框圖：
芯片頻率選擇：
4.3.1.2 芯片輔助元件選擇：UC3844 的腳8 與腳4 間電阻R6 及腳4 的接地電容C42 決定了芯片內(nèi)部的振蕩頻率，大多數(shù)電源設(shè)計(jì)人員認(rèn)為芯片振蕩只要頻率對(duì)了就可以，其實(shí)不然。設(shè)計(jì)芯片振蕩RC 的值還跟最大占空比有關(guān)。此電源選取100K 為開(kāi)關(guān)頻率，對(duì)應(yīng)100K 有很多種R 和C 可以滿足要求，但是不同RC 對(duì)應(yīng)的最大占空比不同。綜合考慮選取R=15K、C=500pF，保證了頻率是100K 同時(shí)最大占空比設(shè)計(jì)在45%以上。
細(xì)節(jié)：由于UC3844 內(nèi)部有個(gè)分頻器，所以驅(qū)動(dòng)MOSFET 功率開(kāi)關(guān)管的方波頻率為芯片內(nèi)部振蕩頻率的一半。
其中R5、R8 選擇對(duì)于啟動(dòng)過(guò)沖，最大輸出功率（最大占空比），以及過(guò)功率保護(hù)有重要影響。分析框圖可知，VFB 引腳接地，則COMP 引腳會(huì)輸出1mA 電流（有的公司芯片會(huì)在2-3mA）。TL431 最小工作電流1mA，則流過(guò)光耦的最小電流由R8 決定。也就是說(shuō)光耦最小電流可以從0-1mA 變化，按照光耦傳輸比300%計(jì)算，則光耦輸出端可以吸納3mA 電流，即流過(guò)R5 的電流可以設(shè)計(jì)為最小2mA，這樣就限制了COMP 電壓最高值，也就限制了電流采樣電阻最大電流。設(shè)計(jì)時(shí)需要跟采樣電阻配合設(shè)計(jì)。我們公司有一些標(biāo)準(zhǔn)參數(shù)可以滿足反激電源要求；R8=2K, R5=1K。
4.3.2 反饋工作原理：當(dāng)輸出電壓升高時(shí)，經(jīng)兩電阻R12、R10 分壓后接到TL431 的參考輸入端(誤差放大器的反向輸入端)的電壓升高，與TL431 內(nèi)部的基準(zhǔn)參考電壓2.5 V 作比較，使得TL431 陰陽(yáng)極間電壓Vka 降低，進(jìn)而光耦二極管的電流If 變大，于是光耦集射極動(dòng)態(tài)電阻變小，集射極間電壓變低，也即UC3844 的腳1 的電平變低，經(jīng)過(guò)內(nèi)部電流檢測(cè)比較器與電流采樣電壓進(jìn)行比較后輸出變高，PWM 鎖存器復(fù)位，或非門(mén)輸出變低，于是關(guān)斷開(kāi)關(guān)管，使得脈沖變窄，縮短MOSFET 功率管的導(dǎo)通時(shí)間，于是傳輸?shù)酱渭?jí)線圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo 降低。反之亦然，總的效果是令輸出電壓保持恒定，不受電網(wǎng)電壓或負(fù)載變化的影響，達(dá)到了實(shí)現(xiàn)輸出閉環(huán)控制的目的。
注意：設(shè)計(jì)中R68、C41 對(duì)啟動(dòng)過(guò)沖影響：加入R68 與C41 可以在反饋環(huán)路中引入一個(gè)零點(diǎn)，該零點(diǎn)可以引入相位超前量，使得系統(tǒng)對(duì)過(guò)沖反映更快，進(jìn)而減小過(guò)沖。
表2 反饋環(huán)路經(jīng)驗(yàn)值：
4.3.3 啟動(dòng)及輔助供電：圖3 為啟動(dòng)及輔助供電電路，其功能是實(shí)現(xiàn)電源芯片自啟動(dòng)供電和正常工作供電。為了安全我此電源帶有短路保護(hù)電路（Q15,C101,R71,R7,R73），延長(zhǎng)短路時(shí)打嗝保護(hù)時(shí)間，提高短路保護(hù)效果。
4.3.3.1 啟動(dòng)供電：此開(kāi)關(guān)電源選用UC38C44，啟動(dòng)供電由R3、R1、R2、R4 四個(gè)啟動(dòng)電阻和C2，C3 組成，在電源完成啟動(dòng)前由啟動(dòng)電阻和電容給電源控制芯片UC3844 供電。啟動(dòng)電阻選取原則：1、在母線輸入最小工作電壓下280VDC，流過(guò)啟動(dòng)電阻的電流要大于電源控制芯片UC3844啟動(dòng)電流（uc3844 一般取0.5mA）。所以電阻R<280/0.5Kohm=560Kohm。2、串聯(lián)啟動(dòng)電阻耐壓之和要大于母線電容最大電壓537vdc，所以啟動(dòng)電阻散熱功率一般貼片1210 封裝耐壓200V，鑒于耐壓和散熱考慮選用R3、R1、R2、R4 串聯(lián)來(lái)滿足耐壓和功率需求。3、最大輸入電壓下537VDC，串聯(lián)啟動(dòng)電阻的溫升不得超過(guò)測(cè)試規(guī)范（40 攝氏度）。啟動(dòng)電阻體積比較小，擺放位置首先要滿足遠(yuǎn)離發(fā)熱元件，其次再考慮走線問(wèn)題，（啟動(dòng)電阻走線不必考慮電磁干擾問(wèn)題）。
4.3.3.2 輔助供電電路：當(dāng)電源啟動(dòng)以后，控制芯片UC3844 供電改由輔助供電電路提供。該電路在變壓器輔助繞組取電，經(jīng)過(guò)D1 整流和由R7、C2、C3 組成的RC 濾波器濾波后供芯片使用。其中R7 取值對(duì)于電路調(diào)試很關(guān)鍵，會(huì)影響電源啟動(dòng)和芯片工作電壓，R7、C2 選取原則：RC 濾波器時(shí)間常數(shù)大于開(kāi)關(guān)周期10 倍，小于C2 維持時(shí)間的一半。另外C2 選取一般還要滿足最低母線電壓?jiǎn)?dòng)時(shí)充電時(shí)間小于3S。綜合考慮 C2 選取25v/100uf（芯片資料推薦值大于47uf），R7 使用36Ω，由于不同的輸出濾波電容，不同的變壓器，在整機(jī)調(diào)整時(shí)再最終確定R7 C2 值。
4.3.3.3 短路保護(hù)電路：工作原理：芯片正常工作時(shí)，5VREF 節(jié)點(diǎn)電壓為5V,則Q15 柵源電壓Vgs=4.3V。此時(shí)Q15導(dǎo)通，則D33 陽(yáng)極被拉低接近0V,此時(shí)D33 反偏，沒(méi)有電流流過(guò)D33。當(dāng)出現(xiàn)短路時(shí)，輔助供電電路電壓降低，無(wú)法給芯片UC3844 供電。此時(shí)芯片UC3844 消耗電容C2 存儲(chǔ)的能量，當(dāng)C2 電壓低于芯片UC3844 的下限電壓Uoff 后，芯片停止工作，電源被保護(hù)。UC3844 停止工作后，5VREF 點(diǎn)電壓為0V，電容C101 經(jīng)過(guò)R73 放電。當(dāng)C101 電壓低于Q15 開(kāi)啟電壓Vth 后Q15 關(guān)閉，然后D33 轉(zhuǎn)向正向?qū)?，通過(guò)啟動(dòng)電阻對(duì)電容C101 充電，當(dāng)充電電壓達(dá)到UC3844 的Vth 電壓后，電源再次啟動(dòng)。
短路持續(xù)時(shí)間：從短路開(kāi)始到電容C2 電壓降低到UC3844 下限電壓所用的時(shí)間，時(shí)長(zhǎng)取決與正常工作時(shí)工作電壓和C2 容量以及UC3844 芯片功耗。
打嗝保護(hù)時(shí)間由兩部分組成:電容C101 經(jīng)過(guò)R73 放電到電壓低于Q15 開(kāi)啟電壓Vth 的時(shí)間T1，和啟動(dòng)電阻對(duì)電容C2 充電到UC3844 芯片Vth 電壓的時(shí)間T2。
分析可得，電容C2 取值不易過(guò)大，滿足啟動(dòng)要求即可，否則短路持續(xù)時(shí)間會(huì)比較長(zhǎng)。如果整個(gè)變壓器利用率很低，整個(gè)電源輸出功率很小時(shí)，有可能出現(xiàn)短路不保護(hù)，這需要增加電阻R7 的阻值，同時(shí)增大R20 R21。
由于這些電阻電容以及mos 管都有離散型，所以計(jì)算一個(gè)精確地時(shí)間沒(méi)有意義，需要在整機(jī)出來(lái)以后根據(jù)電路原理來(lái)調(diào)節(jié)參數(shù)，使得短路電流和短路保護(hù)時(shí)間滿足要求。
4.3.4 開(kāi)關(guān)管及其驅(qū)動(dòng)
4.3.4.1 驅(qū)動(dòng)電阻及保護(hù)穩(wěn)壓二極管：圖4 中，R85 R16 決定了開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度，而開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度會(huì)影響開(kāi)關(guān)損耗和傳導(dǎo)輻射。具體用多大驅(qū)動(dòng)電阻可以通過(guò)測(cè)開(kāi)關(guān)管波形來(lái)選擇。反激電源驅(qū)動(dòng)電阻選擇需要同時(shí)滿足開(kāi)關(guān)損耗和電壓尖峰要求，對(duì)于我們公司反擊電源一般工作在DCM 模式，關(guān)斷損耗遠(yuǎn)大于開(kāi)通損耗，所以一般開(kāi)通電阻R85 比關(guān)斷電阻R16 大。在保證沒(méi)有明顯關(guān)斷過(guò)沖的情況下，關(guān)斷電阻越小越好。穩(wěn)壓二極管Z6 起保護(hù)MOS 管Q2 的作用，一般選擇18V，（連接方法注意，穩(wěn)壓二極管陽(yáng)極直接接mos 管S 極，而不是接地）。對(duì)于40W 100K 的反激開(kāi)關(guān)電源，其要求開(kāi)關(guān)速度較快，一般將R85 R16 選擇在10Ω左右，具體的數(shù)值可以通過(guò)實(shí)驗(yàn)來(lái)滿足，在mos 發(fā)熱量允許的情況下，可以將電阻加大，減小開(kāi)關(guān)速度，以得到較好的EMI。
4.3.4.2 電流采樣電阻及采樣電流濾波電路：圖4 中R20、R21 為電流采樣電阻，其阻值需要滿足低壓滿載電流峰值時(shí)電阻上最大電壓在0.5v-0.8v 之間。這個(gè)電壓太低影響限功率保護(hù)效果，電壓太高會(huì)影響電源動(dòng)態(tài)。采樣電流濾波電路有R121C8 組成，其RC 時(shí)間常數(shù)要小于開(kāi)關(guān)周期的1/40，根據(jù)開(kāi)關(guān)尖峰情況，一般時(shí)間常數(shù)取200ns-500ns（大于芯片內(nèi)部前沿消隱電路延時(shí)）可以滿足大部分開(kāi)關(guān)電源要求。采樣電阻最好使用貼片或無(wú)感電阻，小功率也可以使用金屬膜電阻。所以對(duì)于此電源，由于前面計(jì)算，Ipp=0.94A,所以電阻R20//R21 取到0.5Ω-0.85Ω。
4.3.4.3 過(guò)壓保護(hù)原理：圖4 中 Z1 起到過(guò)壓保護(hù)作用，當(dāng)輸出電壓變高時(shí)，輔助供電繞組電壓也升高，導(dǎo)致電容C2電壓升高，當(dāng)電壓超過(guò)18V 時(shí)穩(wěn)壓二極管Z1 導(dǎo)通，輸出功率開(kāi)始受限，當(dāng)電壓超過(guò)19V 時(shí)芯片3 腳電壓超過(guò)1V，芯片輸出PWM 停止，輸出電壓被限制。
4.3.4.4 開(kāi)關(guān)MOS 管：圖4 中Q2 為電源開(kāi)關(guān)MOS 管，Mos 管作為開(kāi)關(guān)其需要滿足耐壓和溫升兩個(gè)問(wèn)題，初步選型是根據(jù)經(jīng)驗(yàn)MOS 管耐壓值可以取1.5*Uinmax，小功率電源開(kāi)關(guān)MOS 電流可以取到2*Ipp。（Ipk 為初級(jí)電流峰值）。我們公司變壓器一般工作在DCM 下，變壓器初級(jí)電流計(jì)算可以按照伏伏秒積求Ipk=Uinmin*Tonmax/Lm，Uinmin 為輸入最小母線電壓，Tonmax 為MOS 最大開(kāi)通時(shí)間，Lm 為初級(jí)電感量，開(kāi)關(guān)MOS 電壓應(yīng)力有三部分組成：電源輸入電壓，反射電壓，電壓尖峰。反射電壓：Vrd=（Vo Vf）*Np/Ns,其中Vo 為主反饋輸出電壓，Vf 為主反饋二極管導(dǎo)通壓降，Np 為變壓器初級(jí)匝數(shù)，Ns 為主反饋繞組匝數(shù)。尖峰電壓取決與驅(qū)動(dòng)電阻，工作電壓，和輸出功率以及RCD 吸收回路，所以減小mos 管電壓應(yīng)力的方法是加大RCD 吸收，加大驅(qū)動(dòng)電阻，但是而之變化都會(huì)影響效率，調(diào)試時(shí)需要折中選擇。所以此電源選擇900V2Amos 管即可，但是由于有時(shí)候?yàn)榱藴p小mos 管發(fā)熱量，同時(shí)成本增加不多的情況下，可以將mos’管電流選大一點(diǎn)。
4.4 RCD 吸收回路原理及設(shè)計(jì)：本開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中，RCD 吸收回路由R161、R14、C7、D5、D6 組成。（詳見(jiàn)圖7）由于初級(jí)關(guān)鍵器件的的幾個(gè)寄生參數(shù)（一次級(jí)間漏感、MOS 的輸出電容、二次側(cè)二極管的結(jié)電容等），當(dāng)MOS 關(guān)斷時(shí)，初級(jí)電流中耦合的部分轉(zhuǎn)移到次級(jí)輸出，但是漏感中的電流沒(méi)有路徑可回流，所以漏感能量會(huì)在MOS 管D 極形成高壓擊穿MOS 。
4.4.1 吸收回路設(shè)計(jì)：RCD 吸收回路作用就是給變壓器初級(jí)漏感一條路徑回流，并吸收漏感的電流。RCD 吸收中，R 是根據(jù)變壓器漏感Lr 儲(chǔ)能來(lái)設(shè)計(jì)的，變壓器漏感越大；R 需要消耗的能量（Er=Ipk2*Lr/2）越多；R的值就越低。線繞變壓器漏抗儲(chǔ)能在1~5%，估算出變壓器漏磁儲(chǔ)能功率；再算出變壓器反激電壓，就可以用歐姆定律求出阻值了。C 的選擇比較寬范，只要RC 積大于10-20 倍周期就可以了，一般RC 積不超過(guò)1mS。所以；不會(huì)斷電后放不完電。這個(gè)值的選擇只能估計(jì)，一般來(lái)講 50 瓦三路輸出100K 反激變壓器漏感必須控制在2%以內(nèi)，否則漏感損耗太大，設(shè)計(jì)或做工不合理，需要重新選擇更大磁芯以減小漏感。根據(jù)上面變壓器的計(jì)算，可以得知反射電壓UR=Vout1*n=5.8*39.5=230V,漏感功率 Pr=Er*fosc=Ipp^2*lr/2*fosc=1.2W所以電阻選用2 只2W 的金屬氧化膜電阻器串聯(lián)。阻值Rr=Ur^2/Pr/2=22K.但是最終電阻電容選擇取決于變壓器設(shè)計(jì)的如何，最簡(jiǎn)單實(shí)用的方法就是測(cè)量吸收電容電壓。對(duì)于RCD 吸收的幾個(gè)器件，首先焊接一個(gè)計(jì)算值元件，然后再做調(diào)整，達(dá)到最好的要求。●二極管選擇：一般使用快恢復(fù)二極管，耐壓值大于1.2*（Uinmax Vrcd）●電容電阻選擇RC,R*C>10Tsw~20Tsw●電容電壓波動(dòng)小于10%●電容值電阻值選擇保證Vrcd 電壓滿足1.2*（Uinmax Vrcd）
4.5 輸出整流及濾波：
反激電源輸出濾波由二極管和濾波電容以及假負(fù)載組成，電路如圖8 所示。高電壓大電流輸出整流二極管需要加入RC 吸收二極管電壓尖峰（圖中R36 C43）。并接在二極管兩端的阻容串聯(lián)元件在二極管開(kāi)通或關(guān)斷過(guò)程中,電壓發(fā)生突變時(shí),通過(guò)電阻對(duì)電容的充電將明顯減 緩電壓變化率整流二極管加入RC 濾波以后，電壓尖峰降低了，振鈴震蕩也抑制住了.選擇合適的RC 對(duì)電源可靠性及EMI/EMC 很重要。
C 上的電壓在初級(jí)MOS 開(kāi)通后到穩(wěn)態(tài)時(shí)的電壓為Vo Ui/N，因?yàn)槲覀冊(cè)O(shè)計(jì)的RC 的時(shí)間參數(shù)遠(yuǎn)小于開(kāi)關(guān)周期，可以認(rèn)為在一個(gè)吸收周期內(nèi)，RC 充放電能到穩(wěn)態(tài)，所以每個(gè)開(kāi)關(guān)周期，其吸收損耗的能量為：次級(jí)漏感尖峰能量 RC 穩(wěn)態(tài)充放電能量，近似為RC 充放電能量=C*(Vo Ui/N)^2。但是C 取值也是無(wú)法精確計(jì)算的，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)值，一般R36 為2w 阻值在100Ω以內(nèi)金屬膜電阻。C43 一般為高壓瓷片電容，選取10n 以內(nèi)。由于本電源功率較小頻率100K，所以R36 可以使用10Ω，電容使用4 只1206 貼片1nf 高壓瓷片電容。但是具體值的加大還是減小需要還是需要實(shí)際測(cè)量。取值辦法一般使用先確定電容，再確定電阻。在不同輸入電壓下，再驗(yàn)證參數(shù)是否合理，最終選取合適的參數(shù)。
4.5.1 整流二極管原理與設(shè)計(jì)圖8 中D12 是整流二極管。開(kāi)關(guān)電源輸出整流二極管需要滿足溫升和耐壓值要求，解決溫升一般原則是盡可能使用肖特基二極管，或者選用電流更大的二極管，另外整流二極管本身就是一熱源要注意散熱，不能放在發(fā)熱元件附近。二極管耐壓值選擇一般要大于兩倍的反激電壓，如果加入RC 吸收電路來(lái)吸收二極管尖峰，可以選擇耐壓值大于1.5 倍反激電壓的二極管。所以5V 可以選擇40 伏肖特基二極管。對(duì)以5V 來(lái)講，其輸出電流最大為6A，最大峰值為21A，所以二極管可以選擇2045 兩只并聯(lián),這樣可以減小導(dǎo)通壓降，降低損耗。
4.5.2 濾波電容原理與設(shè)計(jì)圖8 中C57、C75 為反激電源輸出濾波電容，這些電容都是電解電容，電解電容ESR 比較大，所以主要考慮電容ESR 對(duì)輸出電壓紋波的影響。另外電解容量一般比較容易做大，所以一般不需要考慮容量對(duì)紋波的影響。電解電容屬于易老化器件，所以要考慮長(zhǎng)期可靠工作需要滿足工作電壓低于80%額定電壓。另外還要考慮電解電容溫升，計(jì)算溫升比較復(fù)雜，一般可靠的選取原則是電容電流Irms 不要超過(guò)電容規(guī)格書(shū)給定的的最大Irms。對(duì)于5V 輸出，其有效值前面已經(jīng)計(jì)算Is1rms=9A,所以電容可以選用10v/2200uf （每只可以吸收1.3A 電流）7 只并聯(lián)。然后由于紋波±150mV 要求，所以要求濾波電容的并聯(lián)ESR 需要小于150mv/Isip=150mv/21A=7mΩ。7 只20℃電容并聯(lián)電阻為：62m/7=8.8mΩ。但是實(shí)際工作過(guò)程中，電容溫度會(huì)較高，所以電阻會(huì)低于8.8mΩ。基本可以滿足要求。
4.5.3 假負(fù)載原理與設(shè)計(jì)圖8 中R59、R60 為假負(fù)載，其大小是由輔助繞組的供電決定，如果假負(fù)載太輕，那么電源輸出空載時(shí)輔助繞組得不到足夠供芯片UC3844 工作的能量，電源會(huì)打嗝。另外適當(dāng)加大假負(fù)載會(huì)提高電源動(dòng)態(tài)和交叉調(diào)節(jié)能力。在調(diào)試電源中如果出現(xiàn)打嗝現(xiàn)象，可以加大假負(fù)載再調(diào)試。此電源所有輸出都應(yīng)該加入假負(fù)載，尤其是±15V，如果假負(fù)載太輕，容易造成電壓漂高。
5、電源保護(hù)電路5.3.1 短路保護(hù)電路
1、在輸出端短路的情況下，PWM 控制電路能夠把輸出電流限制在一個(gè)安全范圍內(nèi)，它可以用多種方法來(lái)實(shí)現(xiàn)限流電路，當(dāng)功率限流在短路時(shí)不起作用時(shí)，只有另增設(shè)一部分電路。
2、短路保護(hù)電路通常有兩種，下圖是小功率短路保護(hù)電路，其原理簡(jiǎn)述如下：當(dāng)輸出電路短路，輸出電壓消失，光耦OT1 不導(dǎo)通，UC3842①腳電壓上升至5V 左右，R1 與R2 的分壓超過(guò)TL431 基準(zhǔn)，使之導(dǎo)通，UC3842⑦腳VCC 電位被拉低，IC 停止工作。UC3842 停止工作后①腳電位消失，TL431 不導(dǎo)通UC3842⑦腳電位上升，UC3842 重新啟動(dòng)，周而復(fù)始。當(dāng)短路現(xiàn)象消失后，電路可以自動(dòng)恢復(fù)成正常工作狀態(tài)。
3、下圖是中功率短路保護(hù)電路，其原理簡(jiǎn)述如下：當(dāng)輸出短路，UC3842①腳電壓上升,U1 ③腳 電位高于②腳時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)①腳輸出高電位，給 C1 充電，當(dāng)C1 兩端電壓超過(guò)⑤腳基準(zhǔn)電壓時(shí) U1⑦腳輸出低電位，UC3842①腳低于1V，UCC3842 停止工作，輸出電壓為0V，周而復(fù)始，當(dāng)短路 消失后電路正常工作。R2、C1 是充放電時(shí)間常數(shù)， 阻值不對(duì)時(shí)短路保護(hù)不起作用。
4、 下圖是常見(jiàn)的限流、短路保護(hù)電路。其工作原理簡(jiǎn)述如下：當(dāng)輸出電路短路或過(guò)流，變壓器原邊電流增大，R3 兩端電壓降增大，③腳電壓升高，UC3842⑥腳輸出占空 比逐漸增大，③腳電壓超過(guò)1V 時(shí)，UC3842 關(guān)閉無(wú)輸出。5、下圖是用電流互感器取樣電流的保護(hù)電路，有著功耗小，但成本高和電路較為復(fù)雜，其工作原理簡(jiǎn)述如下：輸出電路短路或電流過(guò)大，TR1 次級(jí)線圈感 應(yīng)的電壓就越高，當(dāng)UC3842③腳超過(guò)1 伏，UC3842 停止工作，周而復(fù)始，當(dāng)短路或過(guò)載消失，電路自行恢復(fù)。
5.3.2 輸出端限流保護(hù)上圖是常見(jiàn)的輸出端限流保護(hù)電路，其工作原理簡(jiǎn)述如上圖：當(dāng)輸出電流過(guò)大時(shí)，RS（錳銅絲）兩端電壓上升，U1③腳電壓高于②腳基準(zhǔn)電壓，U1①腳輸出高電壓，Q1 導(dǎo)通，光耦發(fā)生光電效應(yīng)，UC3842①腳電壓降低，輸出電壓降低，從而達(dá)到輸出過(guò)載限流的目的。
5.3.3 輸出過(guò)壓保護(hù)電路的原理輸出過(guò)壓保護(hù)電路的作用是：當(dāng)輸出電壓超過(guò)設(shè)計(jì)值時(shí)，把輸出電壓限定在一安全值的范圍內(nèi)。當(dāng)開(kāi)關(guān)電源內(nèi)部穩(wěn)壓環(huán)路出現(xiàn)故障或者由于用戶操作不當(dāng)引起輸出過(guò)壓現(xiàn)象時(shí)，過(guò)壓保護(hù)電路進(jìn)行保護(hù)以防止損壞后級(jí)用電設(shè)備。應(yīng)用最為普遍的過(guò)壓保護(hù)電路有如下幾種：1、可控硅觸發(fā)保護(hù)電路：如上圖，當(dāng)Uo1 輸出升高，穩(wěn)壓管（Z3）擊穿導(dǎo)通，可控硅（SCR1）的控制端得到觸發(fā)電壓，因此可控硅導(dǎo)通。Uo2 電壓對(duì)地短路，過(guò)流保護(hù)電路或短路保護(hù)電路就會(huì)工作，停止整個(gè)電源電路的工作。當(dāng)輸出過(guò)壓現(xiàn)象排除，可控硅的控制端觸發(fā)電壓通過(guò)R 對(duì)地泄放，可控硅恢復(fù)斷開(kāi)狀態(tài)。
2、光電耦合保護(hù)電路：如上圖，當(dāng)Uo 有過(guò)壓現(xiàn)象時(shí)，穩(wěn)壓管擊穿導(dǎo)通，經(jīng)光耦（OT2）R6 到地產(chǎn)生電流流過(guò)，光電耦合器的發(fā)光二極管發(fā)光，從而使光電耦合器的光敏三極管導(dǎo)通。Q1 基極得電導(dǎo)通， 3842的③腳電降低，使IC 關(guān)閉，停止整個(gè)電源的工作，Uo 為零，周而復(fù)始。
3、輸出限壓保護(hù)電路：
輸出限壓保護(hù)電路如下圖，當(dāng)輸出電壓升高，穩(wěn)壓管導(dǎo)通光耦導(dǎo)通，Q1 基極有驅(qū)動(dòng)電壓而道通，UC3842③電壓升高，輸出降低，穩(wěn)壓管不導(dǎo)通，UC3842③電壓降低，輸出電壓升高。周而復(fù)始，輸出電壓將穩(wěn)定在一范圍內(nèi)（取決于穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值）。4、輸出過(guò)壓鎖死電路：圖A 的工作原理是，當(dāng)輸出電壓Uo 升高，穩(wěn)壓管導(dǎo)通，光耦導(dǎo)通，Q2 基極得電導(dǎo)通，由于Q2 的導(dǎo)通Q1 基極電壓降低也導(dǎo)通，Vcc 電壓經(jīng)R1、Q1、R2 使Q2 始終導(dǎo)通，UC3842③腳始終是高電平而停止工作。在圖B 中，UO 升高U1③腳電壓升高，①腳輸出高電平，由于D1、R1 的存在，U1①腳始終輸出高電平Q1 始終導(dǎo)通，UC3842①腳始終是低電平而停止工作。正反饋？
5.3.4 輸入過(guò)欠壓保護(hù)1、 原理圖：2、 工作原理：AC 輸入和DC 輸入的開(kāi)關(guān)電源的輸入過(guò)欠壓保護(hù)原理大致相同。保護(hù)電路的取樣電壓均來(lái)自輸入濾波后的電壓。取樣電壓分為兩路，一路經(jīng)R1、R2、R3、R4 分壓后輸入比較器3腳，如取樣電壓高于2 腳基準(zhǔn)電壓，比較器1 腳輸出高電平去控制主控制器使其關(guān)斷，電源無(wú)輸出。另一路經(jīng)R7、R8、R9、R10 分壓后輸入比較器6 腳，如取樣電壓低于5 腳基準(zhǔn)電壓，比較器7 腳輸出高電平去控制主控制器使其關(guān)斷，電源無(wú)輸出。
6、附加項(xiàng)6.1 PFC 的作用
PFC 的英文全稱為“Power Factor Correction”，意思是“功率因數(shù)校正”，功率因數(shù)指的是有效功率與總耗電量(視在功率)之間的關(guān)系，也就是有效功率除以總耗電量(視在功率)的比值?；旧瞎β室蛩乜梢院饬侩娏Ρ挥行Ю玫某潭?，當(dāng)功率因素值越大，代表其電力利用率越高。計(jì)算機(jī)開(kāi)關(guān)電源是一種電容輸入型電路，其電流和電壓之間的相位差會(huì)造成交換功率的損失，此時(shí)便需要PFC 電路提高功率因數(shù)。目前的PFC 有兩種，一種為被動(dòng)式PFC（也稱無(wú)源PFC）和主動(dòng)式PFC（也稱有源式PFC）。6.1.1 被動(dòng)式PFC被動(dòng)式PFC 一般采用電感補(bǔ)償方法使交流輸入的基波電流與電壓之間相位差減小來(lái)提高功率因數(shù)，被動(dòng)式PFC 包括靜音式被動(dòng)PFC 和非靜音式被動(dòng)PFC。被動(dòng)式PFC 的功率因數(shù)只能達(dá)到0.7～0.8，它一般在高壓濾波電容附近。6.1.2 主動(dòng)式PFC而主動(dòng)式PFC 則由電感電容及電子元器件組成，體積小、通過(guò)專用IC 去調(diào)整電流的波形，對(duì)電流電壓間的相位差進(jìn)行補(bǔ)償。主動(dòng)式PFC 可以達(dá)到較高的功率因數(shù)──通?？蛇_(dá)98%以上，但成本也相對(duì)較高。此外，主動(dòng)式PFC 還可用作輔助電源，因此在使用主動(dòng)式PFC 電路中，往往不需要待機(jī)變壓器，而且主動(dòng)式PFC 輸出直流電壓的紋波很小，這種開(kāi)關(guān)電源不必采用很大容量的濾波電容。
6.1.3 PFC 的作用：作用是節(jié)省能源!就是說(shuō)讓電網(wǎng)中的能源盡可能被100%利用,但是實(shí)際中做不到,但可以接近,比如PFC 99% 等,也就是說(shuō)有用功越多越好,無(wú)用功越小越好.功率因數(shù)低,偕波含量太高,對(duì)電網(wǎng)的沖擊就大,嚴(yán)重時(shí)會(huì)影響到其他電器的正常工作。1）由于設(shè)備中有電容,電感,變壓器等器件使電壓和電流不同步,這樣出現(xiàn)無(wú)功功率,2）由于開(kāi)關(guān)管,整流器等作用,輸出電流中有畸變,諧波含量比較大,這樣導(dǎo)致功率因數(shù)下降.它的危害是顯然的,主要是對(duì)電網(wǎng)以及電器設(shè)備及器件的沖擊力很大,容易毀壞器件.而無(wú)源PFC 只是在器件的前端和后端分別用差模和共模來(lái)濾波,這樣加L,C 導(dǎo)致體積很大,而且功率因數(shù)只能達(dá)到0.85 左右; 主動(dòng)式PFC 可以達(dá)到較高的功率因數(shù)──通?？蛇_(dá)98%以上，但成本也相對(duì)較高。
6.1.4 PFC 電路無(wú)源PFC 電路比較簡(jiǎn)單，主要講解一下有源PFC 電路。有源PFC 本質(zhì)為一個(gè)帶有SPWM 的BOOST 電路，控制方法有很多，電流型電壓型 CCM下圖為PFC 典型電路：
6.2 開(kāi)關(guān)電源EMI 產(chǎn)生機(jī)理及抑制開(kāi)關(guān)電源向高頻化、高效化方向迅猛發(fā)展，EMI 抑制已成為開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的重要指標(biāo) 電磁干擾( EMI) 就是電磁兼容不足,是破壞性電磁能從一個(gè)電子設(shè)備通過(guò)傳導(dǎo)或輻射到另一個(gè)電子設(shè)備的過(guò)程。近年來(lái)，開(kāi)關(guān)電源以其頻率高、效率高、體積小、輸出穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)而迅速發(fā)展起來(lái)。開(kāi)關(guān)電源已逐步取代了線性穩(wěn)壓電源，廣泛應(yīng)用于計(jì)算機(jī)、通信、自控系統(tǒng)、家用電器等領(lǐng)域。但是由于開(kāi)關(guān)電源工作在高頻狀態(tài)及其高di/dt 和高dv/dt，使開(kāi)關(guān)電源存在非常突出的缺點(diǎn)——容易產(chǎn)生比較強(qiáng)的電磁干擾(EMI)信號(hào)。EMI 信號(hào)不但具有很寬的頻率范圍，還具有一定的幅度，經(jīng)傳導(dǎo)和輻射會(huì)污染電磁環(huán)境，對(duì)通信設(shè)備和電子產(chǎn)品造成干擾。所以，如何降低甚至消除開(kāi)關(guān)電源中的EMI 問(wèn)題已經(jīng)成為開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)師們非常關(guān)注的問(wèn)題。本文著重介紹開(kāi)關(guān)電源中開(kāi)關(guān)管及二極管EMI 的四種抑制方法。
6.2.1 開(kāi)關(guān)管及二極管EMI 產(chǎn)生機(jī)理開(kāi)關(guān)管工作在硬開(kāi)關(guān)條件下開(kāi)關(guān)電源自身產(chǎn)生電磁干擾的根本原因，就是在其工作過(guò)程中的開(kāi)關(guān)管的高速開(kāi)關(guān)及整流二極管的反向恢復(fù)產(chǎn)生高 di/dt 和高dv/dt，它們產(chǎn)生的浪涌電流和尖峰電壓形成了干擾源。開(kāi)關(guān)管工作在硬開(kāi)關(guān)時(shí)還會(huì)產(chǎn)生高di/dt 和高dv/dt，從而產(chǎn)生大的電磁干擾。圖1 繪出了接感性負(fù)載時(shí)，開(kāi)關(guān)管工作在硬開(kāi)關(guān)條件下的開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)軌跡，圖中虛線為雙極性晶體管的安全工作區(qū)，如果不改善開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)條件，其開(kāi)關(guān)軌跡很可能會(huì)超出安全工作區(qū)，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管的損壞。由于開(kāi)關(guān)管的高速開(kāi)關(guān)，使得開(kāi)關(guān)電源中的高頻變壓器或儲(chǔ)能電感等感性負(fù)載在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，迫使變壓器的初級(jí)出現(xiàn)很大的浪涌電流，將造成尖峰電壓。開(kāi)關(guān)管在截止期間，高頻變壓器繞組的漏感引起的電流突變，從而產(chǎn)生反電勢(shì)E=-Ldi/dt，其值與電流變化率(di/dt)成正比，與漏感量成正比，疊加在關(guān)斷電壓上形成關(guān)斷電壓尖峰，從而形成電磁干擾。此外，開(kāi)關(guān)管上的反向并聯(lián)二極管的反向恢復(fù)特性不好，或者電壓尖峰吸收電路的參數(shù)選擇不當(dāng)也會(huì)造成電磁干擾。由整流二極管的反向恢復(fù)引起的干擾源有兩個(gè)，它們分別是輸入整流二極管和輸出整流二極管。它們都是由電流的換向引起的干擾。由圖2 表明，t0=0 時(shí)二極管導(dǎo)通，二極管的電流迅速增大，但是其管壓降不是立即下降，而會(huì)出現(xiàn)一個(gè)快速的上沖。其原因是在開(kāi)通過(guò)程中，二極管PN 結(jié)的長(zhǎng)基區(qū)注入足夠的少數(shù)載流子，發(fā)生電導(dǎo)調(diào)制需要一定的時(shí)間tr。該電壓上沖會(huì)導(dǎo)致一個(gè)寬帶的電磁噪聲。而在關(guān)斷時(shí)，存在于PN 結(jié)長(zhǎng)基區(qū)的大量過(guò)剩少數(shù)載流子需要一定時(shí)間恢復(fù)到平衡狀態(tài)從而導(dǎo)致很大的反向恢復(fù)電流。當(dāng)t=t1 時(shí)，PN 結(jié)開(kāi)始反向恢復(fù)，在t1-t2 時(shí)間內(nèi)，其他過(guò)剩載流子依靠復(fù)合中心復(fù)合，回到平衡狀態(tài)。這時(shí)管壓降又出現(xiàn)一個(gè)負(fù)尖刺。通常t2《t1，所以該尖峰是一個(gè)非常窄的尖脈沖，產(chǎn)生的電磁噪聲比開(kāi)通時(shí)還要強(qiáng)。因此，整流二極管的反向恢復(fù)干擾也是開(kāi)關(guān)電源中的一個(gè)重要干擾源。
6.2.2 EMI 抑制方法di/dt 和dv/dt 是開(kāi)關(guān)電源自身產(chǎn)生電磁干擾的關(guān)鍵因素，減小其中的任何一個(gè)都可以減小開(kāi)關(guān)電源中的電磁干擾。由上述可知，di /dt 和dv/dt 主要是由開(kāi)關(guān)管的快速開(kāi)關(guān)及二極管的反向恢復(fù)造成的。所以，如果要抑制開(kāi)關(guān)電源中的EMI 就必須解決開(kāi)關(guān)管的快速開(kāi)關(guān)及二極管的反向恢復(fù)所帶來(lái)的問(wèn)題。
6.2.2.1 并接吸收裝置采取吸收裝置是抑制電磁干擾的好辦法。吸收電路的基本原理就是開(kāi)關(guān)在斷開(kāi)時(shí)為開(kāi)關(guān)提供旁路，吸收蓄積在寄生分布參數(shù)中的能量，從而抑制干擾發(fā)生。常用的吸收電路有RC、RCD。此類吸收電路的優(yōu)點(diǎn)就是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、價(jià)格便宜、便于實(shí)施，所以是常用的抑制電磁干擾的方法。
6.2.2.1.1 并接RC 電路在開(kāi)關(guān)管T 兩端加RC 吸收電路,如圖3 所示。在二次整流回路中的整流二極管D 兩端加RC吸收電路,如圖5 所示,抑制浪涌電流。
6.2.2.1.2 并接RCD 電路在開(kāi)關(guān)管T 兩端加RCD 吸收電路,如圖4 所示。
6.2.2.2 串接可飽和磁芯線圈二次整流回路中,與整流二極管D 串接可飽和磁芯的線圈,如圖5 所示。可飽和磁芯線圈在通過(guò)正常電流時(shí)磁芯飽和,電感量很小,不會(huì)影響電路正常上作。一旦電流要反向時(shí),磁芯線圈將產(chǎn)生很大的反電動(dòng)勢(shì),阻止反向電流的上升。因此，將它與二極管D 串聯(lián)就能有效地抑制二極管D的反向浪涌電流。
6.2.3 傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振技術(shù)一般來(lái)說(shuō)，可以采用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)來(lái)解決開(kāi)關(guān)管的問(wèn)題，如圖6 所示。圖6 給出了開(kāi)關(guān)管工作在軟開(kāi)關(guān)條件下的開(kāi)關(guān)軌跡。軟開(kāi)關(guān)技術(shù)主要減小開(kāi)關(guān)管上的開(kāi)關(guān)損耗，也可以抑制開(kāi)關(guān)管上的電磁干擾。在所有的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)中，準(zhǔn)諧振抑制開(kāi)關(guān)管上電磁干擾的效果比較好，所以本文以準(zhǔn)諧振技術(shù)為例，介紹軟開(kāi)關(guān)技術(shù)抑制EMI。所謂準(zhǔn)諧振就是開(kāi)關(guān)管在電壓谷底開(kāi)通，見(jiàn)圖7。開(kāi)關(guān)中寄生電感與電容作為諧振元件的一部分，可完全控制開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)電流浪涌與斷開(kāi)時(shí)電壓浪涌的發(fā)生。采用這種方式不僅能把開(kāi)關(guān)損耗減到很小，而且能降低噪聲。谷底開(kāi)關(guān)要求關(guān)斷時(shí)間中儲(chǔ)存在中的能量必須在開(kāi)關(guān)開(kāi)通時(shí)釋放掉。它的平均損耗為，由此公式可以看出，減小會(huì)導(dǎo)致大大降低，從而減小開(kāi)關(guān)上的應(yīng)力，提高效率，減小dv/dt，即減小EMI。
6.2.4 LLC 串聯(lián)諧振技術(shù)圖8 為L(zhǎng)LC 串聯(lián)諧振的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。從圖中可以看出，兩個(gè)主開(kāi)關(guān)Ql 和Q2 構(gòu)成一個(gè)半橋結(jié)構(gòu)，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)是固定50％占空比的互補(bǔ)信號(hào)，電感Ls、電容Cs 和變壓器的勵(lì)磁電感Lm構(gòu)成一個(gè)LLC 諧振網(wǎng)絡(luò)。在LLC 串聯(lián)諧振變換器中，由于勵(lì)磁電感Lm 串聯(lián)在諧振回路中，開(kāi)關(guān)頻率可以低于LC 的本征諧振頻率fs，而只需高于LLC 的本征諧振頻率fm 便可實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)的零電壓開(kāi)通。所以，LLC 串聯(lián)諧振可以降低主開(kāi)關(guān)管上的EMI，把電磁輻射干擾 (EMI)減至最少。在LLC 諧振拓?fù)渲校灰C振電流還沒(méi)有下降到零，頻率對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)趨勢(shì)就沒(méi)有變，即隨著頻率的下降輸出電壓將繼續(xù)上升，同時(shí)由于諧振電流的存在，半橋上下兩個(gè)主開(kāi)關(guān)的零電壓開(kāi)通條件就得以保證。因此，LLC 諧振變換器的工作頻率有一個(gè)下限，即Cs 與Ls 和Lm 的串聯(lián)諧振頻率 fm。在工作頻率范圍fm
6.2.5 抑制方法對(duì)比分析研究采用并聯(lián)RC 吸收電路和串聯(lián)可飽和磁芯線圈均為簡(jiǎn)單常用的方法，主要是抑制高電壓和浪涌電流，起到吸收和緩沖作用，其對(duì)EMI 的抑制效果相比準(zhǔn)諧振技術(shù)與LLC 串聯(lián)諧振技術(shù)較差。下面著重對(duì)準(zhǔn)諧振技術(shù)與LLC 串聯(lián)諧振技術(shù)進(jìn)行比較分析。在準(zhǔn)諧振中加入RCD 緩沖電路，即由二極管，電容器和電阻組成的尖峰電壓吸收電路，其主要作用是用來(lái)吸收MOSFET功率開(kāi)關(guān)管在關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的上升沿尖峰電壓能量，減少尖峰電壓幅值，防止功率開(kāi)關(guān)管過(guò)電壓擊穿。但是，這樣將會(huì)增加損耗，而且由于緩沖電路中采用了二極管，也將增加二極管的反向恢復(fù)問(wèn)題。由上述分析可以看出，準(zhǔn)諧振技術(shù)主要減小開(kāi)關(guān)管上的開(kāi)關(guān)損耗，也可以抑制開(kāi)關(guān)管上的電磁干擾，但是它不能抑制二極管上的電磁干擾，而且當(dāng)輸入電壓增大時(shí)，頻率提高；當(dāng)輸出負(fù)載增大時(shí)，頻率降低，所以它的抑制效果不是很好，一般不能達(dá)到人們所希望的結(jié)果。所以如果想得到更好的抑制效果，必須解決二極管上的反向恢復(fù)問(wèn)題，這樣抑制效果才能令人們滿意。LLC 串聯(lián)諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比準(zhǔn)諧振抑制EMI 的效果好。其優(yōu)點(diǎn)已在上面進(jìn)行了分析。
6.2.6 結(jié)語(yǔ)隨著開(kāi)關(guān)電源技術(shù)的不斷發(fā)展，其體積越來(lái)越小，功率密度越來(lái)越大，EMI 問(wèn)題已經(jīng)成為開(kāi)關(guān)電源穩(wěn)定性的一個(gè)關(guān)鍵因素。開(kāi)關(guān)電源內(nèi)部開(kāi)關(guān)管及二極管是EMI 主要發(fā)生源。本文主要介紹了四種抑制開(kāi)關(guān)管及二極管EMI 的方法并進(jìn)行了分析對(duì)比，目的是找到更為有效的抑制EMI 的方法。通過(guò)分析對(duì)比得出LLC 串聯(lián)諧振技術(shù)的抑制效果較好，而且其效率隨電壓升高而升高，其工作頻率隨電壓變化較大，而隨負(fù)載的變化較小。
END
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