AD834用于直流至500MHz應(yīng)用：均方根-直流轉(zhuǎn)換、電壓控制放大器和視頻開關(guān)

簡介

AD834是目前最快的四象限乘法器，可用帶寬為800 MHz,相比之下，二象限乘法器AD539帶寬為60 MHz,四象限乘法器AD734帶寬為10 MHz,而四象限乘法器AD534帶寬為1 MHz.單芯片結(jié)構(gòu)和高速度使AD834非常適合平衡調(diào)制和解調(diào)、功率測量、增益控制和視頻開關(guān)等高頻應(yīng)用，此類頻率早已超過模擬乘法器的范圍。

AD834并未犧牲精度來實(shí)現(xiàn)速度。與所有ADI乘法器一樣，該器件在制造過程中使用激光調(diào)整對輸入和輸出失調(diào)執(zhí)行零點(diǎn)校準(zhǔn)，建立精確縮放。典型應(yīng)用中，總靜態(tài)誤差可保持在±0.5%以下。

它提供商用、工業(yè)和軍用溫度范圍內(nèi)的8引腳塑封DIP、SOIC和陶瓷封裝，采用±5 V電源供電。

使用AD834的主要挑戰(zhàn)在于其電流模式輸出級。為了盡可能維持最高帶寬，AD834輸出采用開路集電極的差分電流對形式。當(dāng)需要較傳統(tǒng)的接地基準(zhǔn)電壓輸出時(shí)，這一形式很不方便。因此，本應(yīng)用筆記討論將上述電流精確轉(zhuǎn)換為單端接地基準(zhǔn)電壓的方法。

這些應(yīng)用包括寬帶均方檢波器、均方根-直流轉(zhuǎn)換器、雙寬帶電壓控制放大器、高速視頻開關(guān)和變壓器耦合輸出電路。許多情況中，這些應(yīng)用為用戶提供了完整和成熟的解決方案，包括關(guān)鍵器件的建議電壓源。

AD834概覽

AD834是ADI公司不斷追求高精度模擬信號(hào)處理的成果，圖1以框圖形式提供其示意圖。具體而言，它融入了ADI二十年來在制造模擬乘法器方面的寶貴經(jīng)驗(yàn)。器件使用激光調(diào)整薄膜電阻，通過3 GHz外延雙極性晶體管工藝構(gòu)建而成。由于特別注重細(xì)微之處，失真和噪聲異常低。圖2顯示了較詳細(xì)的簡化電路示意圖。

 

 

圖1. AD834框圖

將X和Y輸入應(yīng)用于具有285 跨阻和約25 k小信號(hào)輸入電阻的高速電壓電流(V/I)轉(zhuǎn)換器。兩個(gè)輸入端的滿量程輸入電壓為±1 V.輸入偏置電流通常為45 A.因此，差分對兩個(gè)輸入端的直流電阻必須相等，以便將失調(diào)電壓降至最低，正如運(yùn)算放大器一樣。輸入端電阻還會(huì)將高頻振蕩的風(fēng)險(xiǎn)降至最低。使用建議的電源電壓時(shí)，V/I轉(zhuǎn)換器的共模范圍為±1.2 V.在該范圍內(nèi)，差分輸入呈現(xiàn)70 dB的共模抑制，對于< 100 kHz的范圍是保守額定值。V/I轉(zhuǎn)換器內(nèi)的偶數(shù)階失真本身較低，同時(shí)內(nèi)置失真消除電路，通?？蓪⑵鏀?shù)階非線性減小至±0.05%.

 

 

圖2. AD834簡化原理圖

乘法器內(nèi)核是一種大家熟悉的跨導(dǎo)線性電路?？鐚?dǎo)線性原理[Ref. 1]利用了雙極性晶體管的基極-發(fā)射極電壓(VBE)與集電極電流(Ic)之間的精密對數(shù)關(guān)系?？鐚?dǎo)線性電路的輸入和輸出信號(hào)始終采用電流形式。內(nèi)部節(jié)點(diǎn)的電壓擺幅很小，因此不必對寄生結(jié)電容充電和放電，這也是帶寬減小和壓擺率受限的常見原因。所以跨導(dǎo)線性乘法器單元本身較快;也很容易實(shí)施成單芯片形式。不過，如果設(shè)計(jì)不仔細(xì)，這些器件可能引入失真。

該失真主要是由于內(nèi)核晶體管內(nèi)的發(fā)射極區(qū)域不匹配和電阻(歐姆)引起的(Ref. 2)。根據(jù)通道命名的傳統(tǒng)慣例，如圖2所示，X通道易受上述效應(yīng)影響，而Y信號(hào)路徑基本保持線性(四個(gè)輸出器件Q3至Q6在許多方面類似于共基級或共源共柵電路)。因此，需要盡可能最低失真的信號(hào)應(yīng)始終由Y通道處理。例如，在平衡調(diào)制器應(yīng)用中，載波(本振電壓)應(yīng)施加于X輸入，基帶信號(hào)則施加于Y輸入。

內(nèi)核輸出采用差分電流對形式?，F(xiàn)在，這些電流的縮放通常通過在X輸入端的V/I轉(zhuǎn)換器內(nèi)調(diào)節(jié)偏置電流來控制，該轉(zhuǎn)換器還會(huì)決定以二極管形式連接的晶體管(Q1和Q2)內(nèi)的電流。

在經(jīng)典電壓輸出乘法器中，吸收不可避免的電阻不匹配所需的調(diào)節(jié)范圍很小，此調(diào)整比例因子的方法可以接受。但在AD834中，傳遞函數(shù)涉及兩個(gè)輸入電壓VX和VY、調(diào)整電壓(在帶隙基準(zhǔn)電壓源電路內(nèi)生成，調(diào)整至精確值，這里假設(shè)為1 V)和輸出電流lW:

 

 

此表達(dá)式中，電阻值R決定輸出電流的校準(zhǔn)。制造時(shí)，薄膜電阻的初始不確定性可高達(dá)±20%,調(diào)整比例因子的常規(guī)方法會(huì)導(dǎo)致其他折衷(例如損失X輸入V/I轉(zhuǎn)換器內(nèi)的可用信號(hào)范圍)。

因此，AD834在內(nèi)核后使用"吉爾伯特增益單元"[Ref. 3]來提供有效值R的所需調(diào)節(jié)，此調(diào)節(jié)實(shí)際上通過調(diào)整電流IG,從而改變該單元的電流增益來實(shí)現(xiàn)。IG調(diào)整后，R有效值為250 Ω,當(dāng)兩個(gè)輸入端均處于滿量程值±1 V時(shí)，可產(chǎn)生±4 mA的滿量程輸出電流。典型電流增益為1.6,由于此類型的放大器很快且會(huì)緩沖內(nèi)核輸出，乘法器的總體帶寬實(shí)際上強(qiáng)于直接使用內(nèi)核輸出。

來自內(nèi)核的偏置電流和增益設(shè)置電流IG產(chǎn)生較大穩(wěn)定電流(通常為8.5 mA)，該電流流入輸出W1和W2(引腳4和5)。僅將差分輸出精確指定為±4 mA.

輸出電流可用各種方式轉(zhuǎn)換回至電壓。最簡單的情況下，可能使用連接到正電源的負(fù)載電阻，但這些電阻不會(huì)將(兩個(gè))差分輸出轉(zhuǎn)換為單端電壓。

為了讓AD834正常工作，必須將輸出引腳(4和5)拉至V+以上，以避免Q7至Q10發(fā)生飽和。為了免去獨(dú)立電源的麻煩，此處包含的幾個(gè)電路使用與AD834正電源引腳(6)串聯(lián)的降壓電阻;高于去耦所需值。

該降壓電阻降低了引腳6的電壓，從而為輸出晶體管提供了額外偏置余量。例如，在圖3所示的均方電路中，169 Ω降壓電阻兩端的11 mA靜態(tài)電流產(chǎn)生1.86 V的裕量。由于僅旨在對電源進(jìn)行去耦，與引腳3的負(fù)電源串聯(lián)連接的去耦電阻僅為10 Ω。

 

 

圖3. 直流至500 MHz均方電路

本應(yīng)用筆記大部分是關(guān)于載入輸出的更有效方式。例如，由于經(jīng)過完全校準(zhǔn)，兩個(gè)或更多個(gè)AD834的輸出可通過并聯(lián)連接來精確求和，如本應(yīng)用筆記稍后討論的均方根應(yīng)用。

均方檢波器

首先我們來討論一下均方檢波器(圖3)，其輸出是與輸入功率成正比的直流電壓。該電路僅需要校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器和直流電壓表就能說明AD834的超高速特性，因此非常有用。

輸入信號(hào)被施加于并聯(lián)連接的X和Y輸入。瞬時(shí)輸出電流因此與輸入電壓的平方成正比。幅度為A的正弦輸入電壓的平方是兩倍頻率下的失調(diào)余弦：

 

 

如果AD834的輸入具有上述正弦形式，則瞬時(shí)輸出電流(使用公式1)便為：

 

 

對于最大1 V幅度的正弦曲線，其平均值僅為2 mA.

在AD834引腳4和5兩端測得的滿量程差分電壓因此為2 mA× (50 Ω+ 50Ω)，即200 mV.該平均值由低通濾波器提取，低通濾波器由4.7uF 0.022 F(AVX器件#SR505E475MMAA和#SR505a223JAA)電容配合50 Ω集電極負(fù)載電阻(具有約650 Hz的-3 dB頻率)構(gòu)成。

由于4.7uF電容使用緊湊但有損的Z5U電介質(zhì)材料，而22 uF電容使用在最高頻率下也能確保良好濾波的高Q NPO電介質(zhì)，兩個(gè)電容并聯(lián)連接。請注意，4.7uF電容的容差為-20%至+80%,因此其-3 dB頻率不精確，不過通常并不需要器件具有精確特性。進(jìn)一步濾波由從AD711運(yùn)算放大器的反饋電阻分流的電容執(zhí)行，電容配置為具有65 Hz的-3 dB頻率。

由于電路有限地求平均值，低頻輸入下將產(chǎn)生一些紋波。

對于所示電路，1 kHz輸入將產(chǎn)生均方值加-42 dB 2 kHz紋波;對于100 kHz輸入，紋波僅為-80 dB.由于輸出帶寬受限，可以使用具有充足共模范圍的通用低速運(yùn)算放大器，從而消除電平轉(zhuǎn)換需要。放大器差分增益可適當(dāng)選擇以提供方便的比例因子。

圖3所示電路的滿量程增益如下計(jì)算。1 V(峰值)正弦輸入的平均輸出電流為±2 mA,在每個(gè)50 輸出負(fù)載電阻兩端產(chǎn)生±100 mV電壓或200 mV差分電壓。放大器配置為2.5的差分增益(反饋電阻對源電阻)，從而對1 V rms輸入產(chǎn)生0.5 V直流輸出的電路增益。

該電路的帶寬由封裝電容和電感限制。在8引腳cerdip封裝中，由于封裝諧振，乘法器響應(yīng)通常在500 MHz開始上升，在800 MHz到達(dá)峰值，然后滾降。輸入端的24.9 電阻抑制諧振，產(chǎn)生在800 MHz前基本平坦的響應(yīng)。(表貼封裝AD834的封裝電感不同。)圖4顯示了整個(gè)頻率范圍內(nèi)三種不同功率電平的結(jié)果，使用圖5所示的測試配置。

忽略與高阻抗輸入串聯(lián)的24.9 電阻，圖3所示均方電路的輸入電阻為50 .由于滿量程輸入范圍為±1 V,在正弦輸入假設(shè)下，50Ω輸入負(fù)載的最大可測量功率為10 mW(20 dBm)。

 

 

圖4. 均方電路在-5 dBm、0 dBm和+5 dBm輸入功率電平下的頻率響應(yīng)

 

 

圖5. 測試配置

為獲得更大的輸入范圍，輸入端具有50Ω串聯(lián)電阻的分壓器將縮減AD834上的電壓，同時(shí)維持適當(dāng)?shù)亩私与娮琛＠?，如果將輸入信?hào)施加于與5Ω接地電阻串聯(lián)的45 Ω電阻，則從分壓器中間節(jié)點(diǎn)截取AD834輸入將給輸入信號(hào)帶來20 dB的衰減，同時(shí)維持50Ω (45Ω + 5 Ω)的端接電阻。

低功率信號(hào)的檢測受限于運(yùn)算放大器的直流失調(diào)和共模抑制。例如，運(yùn)算放大器內(nèi)僅存在1 mV失調(diào)時(shí)，對應(yīng)于50Ω兩端22.4 mV rms的-20 dBm信號(hào)將產(chǎn)生4.5%的誤差。如果AD834 X通道失調(diào)僅為2 mV,可產(chǎn)生10%的誤差。[!--empirenews.page--]

均方根-直流轉(zhuǎn)換器

均方根(rms)電路(圖6)不僅僅是在上述均方檢波器電路后添加平方根電路。頻率響應(yīng)由前端平方器和輸出濾波器決定。根據(jù)均方說明，平方器在超過500 MHz后起作用，而較低的-3 dB頻率響應(yīng)為340 Hz (100 Ω和4.7iF)。請注意，輸入端的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)決定滿量程輸入電壓為±2 V峰值。

平方根函數(shù)通過在AD711運(yùn)算放大器的反饋環(huán)路內(nèi)對AD834求平方來執(zhí)行。2N3904晶體管起緩沖器的作用。用于平方根部分的AD834緩沖輸出與X和Y通道輸入間的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)(兩個(gè)100 Ω)決定輸出調(diào)整為±2 V滿量程。

對兩個(gè)AD834的輸出求電流差。由于激光調(diào)整后AD834輸出信號(hào)電流縮放具有高精度，可實(shí)現(xiàn)精確的輸出求差和求和。AD711迫使兩個(gè)AD834信號(hào)電流間的差異趨于零。零點(diǎn)校準(zhǔn)中的任何誤差會(huì)在兩個(gè)100 Ω上拉電阻兩端產(chǎn)生電壓。

通過15 kΩ、85 kΩ和0.1uF網(wǎng)絡(luò)執(zhí)行額外濾波和電平轉(zhuǎn)換后，殘余誤差由整個(gè)AD711開環(huán)增益放大。放大后的誤差信號(hào)迫使反饋環(huán)路內(nèi)AD834的輸出匹配均方AD834的輸出。當(dāng)均方根電路輸出等于電路輸入均方函數(shù)的平方根以及均方根函數(shù)時(shí)，誤差歸零。

小信號(hào)電平下電路的精度受限于不可避免的失調(diào)電壓。雖然均方函數(shù)的標(biāo)稱0 V輸入(1 mV誤差)產(chǎn)生1 uV輸出誤差，同樣的輸入誤差通過平方根電路卻可產(chǎn)生31.6 mV的輸出誤差。

 

 

圖6. 直流至500 MHz均方根-直流轉(zhuǎn)換器

直流耦合VCA應(yīng)用

如果無法排除AD834的直流響應(yīng)，由于高速運(yùn)算放大器共模范圍通常不足，必須使用某一形式的無源或有源電平轉(zhuǎn)換。以下應(yīng)用顯示了在寬帶電壓控制放大器方案中使用有源或無源電平轉(zhuǎn)換電路的情形。

使用無源電平轉(zhuǎn)換的直流至60 MHz電壓控制放大器圖7顯示了使用無源網(wǎng)絡(luò)作為電平轉(zhuǎn)換器的電路示意圖。

此處選擇的運(yùn)算放大器為AD5539.

 

 

圖7. 使用無源電平轉(zhuǎn)換的直流至60 MHz電壓控制放大器

AD5539使用與AD834相同的工藝構(gòu)建，在高閉環(huán)增益下提供2 GHz的增益帶寬積。與大多數(shù)運(yùn)算放大器不同，AD5539擁有接地引腳和全NPN輸出級，以"A類"方式工作以實(shí)現(xiàn)器件的高速度(參見圖8)。更細(xì)致的考察顯示，輸出節(jié)點(diǎn)與輸入間以及這些電壓與地之間存在有限的"裕量".AD5539的高速度和其他非常規(guī)屬性在使用時(shí)需要特別小心。

 

 

圖8. ADS539運(yùn)算放大器原理示意圖

首先考慮A類輸出級的后果。大多數(shù)運(yùn)算放大器中，負(fù)載上的輸出既可"上拉"也可"下拉",但NPN發(fā)射極-跟隨器輸出級只能上拉。AD5539具有2 k的內(nèi)部下拉電阻(R11)，僅可供應(yīng)2或3毫安的電流。通用高速乘法器擺幅至少必須能夠達(dá)到±1 V,同時(shí)驅(qū)動(dòng)最低50 的負(fù)載電阻。在此輸出電平下，負(fù)載電流為±20 mA,因此必須通過外部下拉電阻供應(yīng)。事實(shí)上，下拉電流必須遠(yuǎn)大于該值，且需要仔細(xì)考慮。

圖9顯示了計(jì)算方法。425 mV電壓源為"IBRC",即AD834的穩(wěn)定電流8.5 mA乘以負(fù)載電阻RC,此處設(shè)置為50Ω.當(dāng)滿量程輸出電流為+4 mA時(shí)，圖9(a)中的200 mV電源為"IWRC"發(fā)生器。由此計(jì)算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.

接下來計(jì)算W2處的電壓。由于理想運(yùn)算放大器的輸入電流為零，W2上無負(fù)載，電壓為V2乘以125/(125 + 50)的衰減比，即4.125 V.由于理想運(yùn)算放大器的輸入電壓為零，W1處于相同電壓下，因此現(xiàn)在可以計(jì)算出上部50 電阻中的電流為(5.375-4.125)/50 mA,即25 mA.同樣，運(yùn)算放大器輸入端基本上無電流，因此25 mA全部流入125 的反饋電阻，從而在兩端產(chǎn)生3.125 V的壓降。最后，用W1處的電壓(4.125 V)減去此壓降，計(jì)算出輸出為+1 V.

注意此時(shí)的結(jié)果有些出乎意料：盡管20 mA的電流流入負(fù)載，25 mA的較大電流卻流入反饋電阻!這一異常事件狀態(tài)是由于將比例因子減小至預(yù)期值所需的反饋電阻具有極低值，并且AD834輸出端所需的相對較大電壓確保了輸出W1和W2的正確偏置。因此，即使負(fù)載僅需20 mA的源電流，仍需要在下拉電阻RP內(nèi)提供至少5 mA,以偏置AD5539內(nèi)的輸出發(fā)射極-跟隨器。當(dāng)AD834的輸出電流反向時(shí)情況變得更嚴(yán)重，因?yàn)楝F(xiàn)在需要在50負(fù)載中提供20 mA吸電流，而且反饋電阻兩端的電壓更高了。

這一情況如圖9(b)所示。計(jì)算過程與前述相同，我們發(fā)現(xiàn)，反饋電阻內(nèi)的電流現(xiàn)為39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的負(fù)載電流，并在反饋路徑內(nèi)另外提供大約40 mA,同時(shí)兩端電壓為5 V.這要求RP = 83 Ω。實(shí)際上，該值應(yīng)略低一些，以防止壓擺率限制下降時(shí)間。另外，反饋電阻將從125Ω升至133Ω,以在上述大負(fù)載條件下補(bǔ)償AD5539的有限增益。如果求50Ω 負(fù)載、70Ω下拉電阻和約150Ω有效反饋電阻的并聯(lián)和，放大器上的實(shí)際負(fù)載僅為24 !

AD5539在大于5的未補(bǔ)償增益下性能穩(wěn)定，此電路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10 Ω網(wǎng)絡(luò)通過放棄足夠的開環(huán)增益執(zhí)行補(bǔ)償，以便在驅(qū)動(dòng)50Ω負(fù)載時(shí)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的性能。對于更高的阻抗負(fù)載，可能需要減少10Ω補(bǔ)償電阻。

 

 

 

 

圖9. 用于計(jì)算下拉電阻值的等效電路

節(jié)點(diǎn)W1和W2之間是電平轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，平均電壓約為+4 V,連接至接近地電壓的AD5539輸入端。采用所示值，運(yùn)算放大器輸入設(shè)置為稍低于地電壓(約-460 mV)。該網(wǎng)絡(luò)將低頻開環(huán)增益減半，當(dāng)AD5539輸入端存在失調(diào)電壓時(shí)這對直流精度有一些影響。如果輸出失調(diào)較為重要，應(yīng)插入與3.74 k電阻串聯(lián)的500 電位器，并且將滾動(dòng)條設(shè)置為-6 V.

接著將X和Y輸入設(shè)置為零，調(diào)節(jié)零輸出。

另外請注意，AD834上的"內(nèi)部"引腳X1和Y2應(yīng)接地，以便將高頻饋通降至最低;通過切換W1和W2校正X輸入端的最終反相。

圖10顯示當(dāng)輸入脈沖施加于X輸入以及Y輸入設(shè)置為+1 V時(shí)的脈沖響應(yīng)，指示6 ms的上升時(shí)間。

 

 

圖10. 直流至60 MHz電壓控制放大器的脈沖響應(yīng)

圖11顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網(wǎng)絡(luò)分析儀上截取的一組頻率響應(yīng)。0 V情況下，調(diào)節(jié)Y輸入以將輸入失調(diào)歸零。請注意，高頻饋通小于滿量程的-65 dB (f < 3 MHz)。

 

 

圖11. 直流至60 MHz電壓控制放大器的頻率響應(yīng)

使用有源電平轉(zhuǎn)換的直流至480 MHz電壓控制放大器。

圖12(a)顯示了使用PNP晶體管作為共基級或共源共柵電路的有源電平轉(zhuǎn)換器。此處，通過三個(gè)理想電流源模擬AD834,兩個(gè)用于8.5 mA偏置電流，一個(gè)用于±4 mA差分信號(hào)電流。晶體管基極連接到+ 5V,無信號(hào)時(shí)，發(fā)射極電位保持5.7 V在電阻R1和R2兩端產(chǎn)生3.3 V的電壓。圖12(b)顯示的是一個(gè)等效電路。

 

 

圖12. 使用有源電平轉(zhuǎn)換器的AD834輸出級

信號(hào)電流發(fā)生器為零時(shí)，求解流入發(fā)射極的電流，得出等效直流偏置電流為7.17 mA.在交流域內(nèi)，對于信號(hào)電流發(fā)生器，R1和R2均連接到低阻抗節(jié)點(diǎn)。通過檢查，原始信號(hào)電流已按以下比例縮放：

 

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由于AD834輸出具有極高輸出阻抗，可忽略等效串聯(lián)電阻。假定正常，R3兩端流入共源共柵電路發(fā)射極的7.17mA全部流出共源共柵電路集電極。R3兩端電壓則為：

 

 

運(yùn)算放大器輸入低于地電壓350 mV,且在寬帶放大器的共模范圍內(nèi)。

只要用戶不建立任何雜散極點(diǎn)，配置為共源共柵電路的晶體管的帶寬為晶體管單位增益頻率(fT)。選擇R1和R2時(shí)，如果其并聯(lián)和對于晶體管寄生發(fā)射極-基極電容過大，或者R3對于晶體管寄生集電極-基極電容過大，將產(chǎn)生降低電路頻率響應(yīng)的干擾極點(diǎn)。

 

 

圖13. 使用有源電平轉(zhuǎn)換的直流至480 MHz電壓控制放大器

使用有源PNP電平轉(zhuǎn)換器時(shí)的另一潛在缺點(diǎn)是共源共柵電路發(fā)射極的振蕩。雙極性結(jié)型晶體管發(fā)射極的輸入阻抗在接近其增益帶寬積(fT)的頻率下為感性，而AD834輸出為容性。由于系統(tǒng)具有高帶寬，這些阻抗可導(dǎo)致振蕩。

為防止此類振蕩，圖12中的發(fā)射極利用R2與AD834輸出隔離。這可以防止振蕩，同時(shí)提供公式4中敘述的信號(hào)衰減(增益控制)。2N3906提供無諧振或振蕩時(shí)的寬帶電平轉(zhuǎn)換。使用其他晶體管時(shí)必須格外謹(jǐn)慎。

共源共柵電路集電極上的信號(hào)電流現(xiàn)在以差分電流形式饋入寬帶放大器，形成圖13所示的電壓轉(zhuǎn)換器配置。此配置類似于由運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)的電流電壓轉(zhuǎn)換器，該轉(zhuǎn)換器通常跟隨在電流輸出乘法數(shù)模轉(zhuǎn)換器之后。

AD9617是驅(qū)動(dòng)電流電壓轉(zhuǎn)換器的極佳選擇。AD9617是第二代跨導(dǎo)放大器(也稱為電流反饋和TZ放大器)，擁有完全互補(bǔ)輸出級(不同于AD5539)，針對400反饋電阻進(jìn)行了優(yōu)化。

AD9617輸入直接連接到共源共柵電路集電極。運(yùn)算放大器在輸入節(jié)點(diǎn)間建立虛擬短路，迫使所有信號(hào)電流流入反饋路徑。轉(zhuǎn)換器差分跨阻為400.所需縮放可通過上述R1和R2衰減網(wǎng)絡(luò)獲得。AD9617輸出端的電路滿量程增益(X = Y= 1 V)如下計(jì)算：

 

 

即反轉(zhuǎn)端接電阻后為1.04 V.實(shí)際電路顯示了更接近一的滿量程增益。

圖14顯示了施加于X輸入的滿量程階躍響應(yīng)(-1 V至+ 1 V)及設(shè)置為+1 V的Y輸入，證明電路上升時(shí)間不足2 ns,并呈現(xiàn)出一些過沖，但未發(fā)生振鈴。請注意輸出在500 V/s以上擺動(dòng)。

 

 

圖14. 寬帶VCA的階躍響應(yīng)

圖15顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網(wǎng)絡(luò)分析儀上截取的一組頻率響應(yīng)。Y輸入實(shí)際被調(diào)節(jié)至將輸入失調(diào)歸零。請注意，電路具有500 MHz的小信號(hào)帶寬(輸入功率電平為0 dBm)。該帶寬可在反相節(jié)點(diǎn)利用兩個(gè)1 pF電容來實(shí)現(xiàn)。高頻饋通小于滿量程的-80 dB(f < 2 MHz)。

 

 

圖15. 寬帶VCA的頻率響應(yīng)

AD834用作視頻開關(guān)

將0 V和+1 V施加于用作柵極控制的X通道，并將視頻信號(hào)施加于Y通道時(shí)，AD834便成為高速視頻開關(guān)。圖16通過以ECL開關(guān)為中心的高速電流開關(guān)電路說明這一概念。電流流經(jīng)Q1或Q2,具體取決于輸入電壓。電流開關(guān)可確保干凈快速地切換至已決定的電平(+ 1 V與地)，使用戶可對柵極輸入執(zhí)行過驅(qū)和欠驅(qū)。

 

 

圖16. AD834用作高速視頻開關(guān)

柵極電路輸入從+1 V升至+2 V時(shí)，AD834接通。在1 V以下，Q1幾乎吸收來自216 電阻的所有電流;2N3906晶體管關(guān)斷。此狀態(tài)下，從X2輸入至地的100 Ω電阻準(zhǔn)確關(guān)閉Y通道，同時(shí)Y通道饋通至在-50 dB下測量的輸出。Q2基極保持在1.6 V時(shí)，晶體管發(fā)射極電位為2.35 V.在獨(dú)立于柵極輸入高電平的X2輸入下，261 Ω電阻穩(wěn)定的10.2 mA(減去基極電流)在100Ω電阻兩端產(chǎn)生+1 V電壓。

圖17顯示了1.5 ns上升時(shí)間脈沖選通200 MHz信號(hào)的示波器照片。所得包絡(luò)上升時(shí)間為2.7 ns;下降時(shí)間為3.0 ns.盡管開關(guān)信號(hào)可能更慢，AD834輸出級應(yīng)具有大于100 MHz的帶寬，以便維持3.5 ns的包絡(luò)上升時(shí)間。

 

 

圖17. 視頻開關(guān)上升時(shí)間

交流輸出耦合法

許多應(yīng)用中，輸出端的直流分量可以丟棄。此類情況下，寬帶緩沖器可容易地交流耦合到AD834輸出。以下電路顯示了使用簡單的變壓器和巴倫作為無源、交流耦合輸出電路。

變壓器耦合輸出

圖18顯示了中心抽頭輸出變壓器的使用，該器件在輸出端W1和W2提供必要的直流負(fù)載條件，并且設(shè)計(jì)成通過選擇適當(dāng)?shù)脑褦?shù)比匹配所需的負(fù)載阻抗。變壓器設(shè)計(jì)的具體選擇完全取決于應(yīng)用。變壓器也可在輸入端使用。中心抽頭變壓器可減少高頻失真，通過驅(qū)動(dòng)平衡信號(hào)輸入降低高頻饋通。合適的中心抽頭變壓器包括Coilcra WB2010PC,制造商指定的工作頻率范圍為0.04 MHz至250 MHz.

 

 

圖18. AD834與變壓器耦合輸出

巴倫耦合輸出

圖19顯示了使用隔直電容來消除直流失調(diào)，并使用巴倫(特別有效的變壓器)將差分(或平衡)信號(hào)轉(zhuǎn)換為單端(或不平衡)輸出的電路。巴倫由長度較短的傳輸線路構(gòu)成，線路纏繞在環(huán)形鐵氧體磁芯上，用于將"平衡"輸出轉(zhuǎn)換為"不平衡"輸出。

 

 

圖19. AD834與巴倫耦合輸出

盡管使用的符號(hào)與變壓器相同，工作模式卻大相徑庭。首先，負(fù)載現(xiàn)在應(yīng)等于線路的特性阻抗，盡管線路長度較短時(shí)此條件通常并不重要。集電極負(fù)載電阻RC也可選擇成反向端接線路，同樣，該條件僅適用于使用長電氣線路時(shí)。

大多數(shù)情況下，RC應(yīng)為直流條件允許的最大值，以便將負(fù)載的功率損失降至最低。線路可以是小型同軸電纜或雙絞線。

必須注意，巴倫的帶寬上限僅由傳輸線路質(zhì)量決定;因此通常超過乘法器。這不同于傳統(tǒng)變壓器，信號(hào)以通量形式在磁芯內(nèi)傳遞，且受磁芯損耗和泄漏電感限制。帶寬下限整體而言由線路串聯(lián)電感決定，也受負(fù)載電阻影響(如果隔直電容C足夠大)。實(shí)際上，巴倫可在遠(yuǎn)遠(yuǎn)寬于變壓器的帶寬上提供極佳的差分至單端轉(zhuǎn)換。

實(shí)現(xiàn)

構(gòu)建這些電路需要良好的高頻技術(shù)。電路示意圖是合適的建議布局。本應(yīng)用簡介中描述的所有電路均需要接地層。

接地層應(yīng)盡可能大地覆蓋元件側(cè)，但不得在IC正下方或包圍任何個(gè)別引腳。插口會(huì)增加引腳電容和電感，應(yīng)予避免。如果不得不使用插口，應(yīng)使用單獨(dú)引腳插口，例如AMP p/n 6-330808-3.它引起的雜散電抗比模制的插口組件小得多。在IC上，除主要去耦電容外，每條電源走線還應(yīng)使用0.1F低電感陶瓷電容去耦。所有引線長度應(yīng)盡量短。長度在一英寸以上的引線應(yīng)使用帶狀線技術(shù)。