0 引言
多電平變換器因其具備的優(yōu)勢，在高壓、大功率應用場合受到了廣泛關注，與常規(guī)兩電平變換器比較，在常用功率器件耐壓等級情況下，能夠輸出更高的電壓和更大的功率，輸出電壓具有更多的電平數，因而具有較低的輸出諧波畸變和dv/dt[1]。多電平變換器電路拓撲主要可分為3類：二極管箝位型、電容箝位型和單相H 橋級聯(lián)型等[2]。電容箝位型三電平變換器的應用比較成熟，控制靈活，只需要一個獨立直流電源，不存在二極管箝位型變換器中主、從功率器件阻斷電壓不均衡和箝位二極管反向電壓難以快速恢復等缺點[3]。
目前應用于多電平變換器的PWM 控制方法主要有：載波調制PWM、空間矢量PWM(SVP原WM)等，雖然SVPWM 控制已經在二極管箝位三電平和常規(guī)級聯(lián)H橋多電平變換器中獲得了實際應用，但是多電平電路的開關狀態(tài)數量為其電平數的三次方，當電平數進一步增加時，SVPWM 控制將極其復雜，因此對五電平以上的多電平變換器，載波調制PWM 優(yōu)于SVPWM[4-5]?；谳d波調制的PWM 方法容易實現，便于擴展，普遍適用于各種多電平變換器，因而在目前是比較常用的多電平變換器開關調制策略。根據載波分布特點，載波調制PWM又可分為消諧波PWM(SHPWM)方法和載波相移PWM(PSPWM)[6]。
本文在電容箝位三電平電路基礎上，借鑒常規(guī)H 橋電路結構，以兩個電容箝位三電平橋臂構成一個電容箝位五電平H橋，對其在三相變頻器中的應用進行研究[7]。采用消諧波PWM 和載波相移PWM 相結合的調制方法，使電容箝位五電平H橋能夠方便地產生五電平輸出[8]。從仿真和實驗兩個方面驗證了變頻器拓撲及控制策略的有效性。
1 變頻器原理分析
圖1 是本文采用的電容箝位五電平H橋變頻器的原理圖。直流側電容由兩個電解電容串聯(lián)構成，三相變頻器的每一相都包含一個電容箝位五電平H 橋，每個五電平H 橋由兩個電容箝位三電平橋臂構成，因此每相都可以得到五電平輸出的相電壓。每相五電平H橋的輸出通過LC濾波器接單相隔離變壓器，三個輸出變壓器的初級等效于YN 接法，次級采用YN 接法，可以提供輸出中線，這種結構可使零序電壓直接作用于變壓器初級[9]。
圖1 的電路結構是電容箝位三電平和H橋電路的結合。為獲得單相五電平輸出，一般電容箝位型多電平變換器每相需要8 個功率器件、6 個箝位電容，三相只需要一個直流電源，由于箝位電容數量較多，必須嚴格控制各箝位電容的電壓平衡以保證變頻器的安全運行，這給控制和實際使用帶來困難[10]。常規(guī)兩電平級聯(lián)H橋多電平變換器為獲得五電平輸出需要同樣的功率器件，不需要箝位器件，但是三相共需要6 路獨立直流電源，而且電平數越多，需要的直流電源數量就越多。圖1的電路結構，以電容箝位三電平橋臂構成五電平H 橋，需要的功率器件一樣，但是只需要一個直流電源，每相需要2 個箝位電容，綜合了兩種電路結構的優(yōu)勢，缺點是需要接輸出變壓器，但是變壓器的引入提高了輸出配置的靈活性。
采用圖1 電路結構的變頻器，具有單相五電平輸出，可以進一步提高輸出電壓和功率等級，降低輸出THD 和dv/dt，通過采用載波調制PWM 方法，能夠提高功率器件的等效載波頻率，進一步降低輸出濾波器的體積和容量。每個橋臂只有一個箝位電容，不需要考慮不同電壓等級箝位電容的電壓平衡問題，不同橋臂箝位電容的電壓容易保持一致，采用H 橋結構，各橋臂間的功率也容易保持平衡，從而降低了控制的復雜程度[11]。三相之間彼此獨立，不容易產生相互干擾，增強了變頻器的可靠性。
2 控制原理說明
消諧波PWM可以直接用于二極管箝位型、電容箝位型多電平電路，也適用于其他類型的多電平結構，載波相移PWM一般用在級聯(lián)H橋型、電容箝位型多電平電路[12]。
本文針對圖1 的變頻器拓撲，采用消諧波PWM 和載波相移PWM相結合的調制方法。
圖2 是本文所采用的載波調制原理圖，以a相調制波為例進行說明。假設圖2(a)中五電平H橋的兩個橋臂自左而右分別為橋臂1 和2，對應圖2(b)中，載波uc1 和uc2 為橋臂1 使用的載波，見圖2(b)中的實線三角波，載波uc3和uc4為橋臂2 使用的載波，見圖2(b)中的虛線三角波，ua為a 相正弦參考波。載波uc1、uc2和uc3、uc4為幅值、相位完全一樣但位置不同的三角載波，載波uc1、uc2和uc3、uc4 分別對應橋臂1 和2，即常用的消諧波PWM方法，兩組載波的相位差180°，橋臂1 和2之間又是載波相移PWM方法，因此圖2 所示的載波調制方法是消諧波PWM 和載波相移PWM 的結合。橋臂1 的四個功率器件，Q1和Q4 為驅動互補，Q2 和Q3 為驅動互補，ua 與正向三角載波uc1進行比較，輸出作為Q1的驅動信號，當ua>uc1時驅動為正，否則為負，同樣ua與負向三角載波uc2 進行比較，輸出作為Q2 的驅動信號;橋臂2 的四個功率器件，Q5和Q8為驅動互補，Q6和Q7為驅動互補，ua 與載波進行比較作為Q8 的驅動信號，當ua>uc3時驅動為正，否則為負，同樣ua與載波uc4進行比較作為Q7的驅動信號。同樣道理，分別以b、c相正弦波作為調制波，即可得到三相五電平H橋變頻器所有功率器件的驅動波形。
采用圖2 所示的載波調制方法，能夠結合消諧波PWM 和載波相移PWM兩種方法的優(yōu)勢，前者輸出諧波特性較好，后者容易保持各橋臂間的功率平衡[13]。同時采用這兩種方法能使變頻器在輸出五電平的情況下使等效載波頻率加倍，可以降低器件的開關頻率，減小開關損耗，提高變頻器效率，減少輸出濾波器的體積和重量[14]。
3 仿真結果
根據以上變頻器結構和控制原理，利用仿真軟件PSIM6.0 搭建了系統(tǒng)模型。仿真參數如下：
直流側電壓260V，直流側電容為3400μF，箝位電容為4 700 μF，功率器件為IGBT，輸出L=2 mH，C=50μF，R=50 Ω，輸出變壓器變比為1∶1;開關頻率為3 kHz，調制比為0.9，輸出電壓頻率為50 Hz。
系統(tǒng)仿真波形如下。圖3是a相輸出PWM電壓波形Va及其FFT分析，從圖3(a)可以看到a相輸出PWM波形為五電平，其階梯電壓分別為0、±130 V、±260 V，圖3(b)為對應的FFT 分析，諧波成分主要集中在開關頻率的2n(n=1，2，3，…)倍頻率處，也即6 kHz 的整數倍頻率附近，可見采用這種控制方法，使變頻器的等效載波頻率提高為原來的2 倍。圖4 為經過LC濾波器和輸出變壓器的a 相輸出電壓波形Va及其FFT分析，可以看到電壓波形質量較好，諧波含量很小。圖5為a相輸出電流波形Ia及其FFT分析，可以看到電流波形接近正弦波，諧波含量也比較小。
4 實驗結果
根據系統(tǒng)原理和仿真結果構建了實驗系統(tǒng)。
實驗參數與仿真參數基本一致，實驗參數如下：直流側電壓為260 V，直流側電容為兩個6 800 μF電解電容串聯(lián)，變頻器功率模塊采用三菱公司IPM模塊，控制器采用TMS320F2407+FPGA，負載參數為L=2 mH、C=50 μF、R=50 Ω，輸出變壓器變比為1∶1;輸出電壓頻率為50 Hz，開關頻率為3 kHz。目前實驗采用的直流側電壓相對較低，將在隨后的研究中進一步提高電壓等級。
實驗波形如下。圖6 是a 相輸出電壓濾波前及濾波后的波形，其中uA是濾波前相電壓PWM波形(Ch1-示波器通道1)，ua是濾波后得到的正弦電壓波形(Ch2)。從圖中可以看到，輸出相電壓濾波前的波形為五電平，經過LC濾波和輸出變壓器后，波形非常接近正弦波，對應的諧波成分也比較少。圖7 是經過LC濾波后的a相輸出電壓和電流波形對照，其中ua 是濾波后的相電壓波形(Ch1)，ia是流經a相阻性負載的電流波形(Ch2)，可見電流波形比較接近正弦波，因為所采用的阻性負載含有一定的感值，因此電壓相位略微超前于電流。
5 結語
采用三相電容箝位五電平H橋和輸出變壓器構成的變頻器拓撲，能夠有效提高輸出電壓和功率等級，通過使用SHPWM和PSPWM相結合的調制策略，能夠提高變頻器功率器件的等效載波頻率，較好地保持各橋臂間的功率平衡及各箝位電
容的電壓平衡，可以降低輸出濾波器的體積和容量，提高變換器的整體效率，輸出采用變壓器隔離，可以通過變壓器進一步滿足負載對不同電壓等級和接線方式的需求。所采用的調制方法采用多路位置不同的三角載波與調制波比較，產生功率器件需要的驅動脈沖，控制靈活，實現方便，基于DSP+FPGA的脈沖發(fā)生電路，也使多路驅動信號的產生變得簡單。文中對變頻器拓撲及其控制策略從仿真和實驗兩個方面進行了驗證，表明其作為大功率拓撲結構的一種選擇，可以運用在高壓變頻器、風力發(fā)電用變流器、并網變頻器等多種場合。
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