跨導放大器(operational transconductance amplifier, OTA)是一種將輸入差分電壓轉換為輸出電流的放大器，因而它是一種電壓控制電流源(VCCS)?？鐚Х糯笃魍ǔ幸粋€額外的電流輸入端，用以控制放大器的跨導。高阻的差分輸入級、可配合負反饋回路進行工作的特性，使得跨導放大器類似于常規(guī)運算放大器?？鐚Х糯笃鞯妮斎胄盘柺请妷海敵鲂盘柺请娏?，增益叫跨導，用Gm表示。集成跨導放大器可分為兩種：一種是跨導運算放大器，簡稱OTA，另一種是跨導器，跨導運算放大器是一種通用型標準部件，有市售產品，而且都是雙極型的?？鐚鞑皇峭ㄓ眉刹考?，沒有市售產品，它是在集成系統(tǒng)中進行模擬信號處理的，跨導器幾乎都是CMOS型的。
跨導放大器的輸入信號是電壓，輸出信號是電流，增益叫跨導，用Gm表示。集成跨導放大器可分為兩種：一種是跨導運算放大器，簡稱OTA，另一種是跨導器，跨導運算放大器是一種通用型標準部件，有市售產品，而且都是雙極型的?？鐚鞑皇峭ㄓ眉刹考瑳]有市售產品，它是在集成系統(tǒng)中進行模擬信號處理的，跨導器幾乎都是CMOS型的。
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什么是跨導放大器(Transconductance Ampl
將電壓轉換為電流的放大器, 另外還有其它幾個名稱(請參考同義詞列表)。其中一個同義詞是OTA，或稱為運算跨導放大器，從運算放大器和跨導放大器派生而來。
該術語源于“傳輸電導”，以西門子(S)為單位，1西門子 = 1安培/伏特，通常用符號gm表示。真空管和FET的基礎增益用跨導表示。
我們通常見到的運算放大器電路，都是圍繞電壓輸入一電壓輸出的常規(guī)型運放而設計的。而另一種類型的運放也常用于很多音頻處理場合中，它采用電壓輸入一電流輸出(跨導)形式工作，增益由外接控制端控制，這種器件稱作跨導型運算放大器(OTA)，NE5517就是一款這樣的集成電路。 上圖為OTA的電路符號和工作時的基本計算公式，普通的差動輸入端接收e1與e2兩信號，其輸出電流為這兩個信號之差乘以OTA的跨導值
我們通常見到的運算放大器電路，都是圍繞電壓輸入一電壓輸出的常規(guī)型運放而設計的。而另一種類型的運放也常用于很多音頻處理場合中，它采用電壓輸入一電流輸出(跨導)形式工作，增益由外接控制端控制，這種器件稱作跨導型運算放大器(OTA)，NE5517就是一款這樣的集成電路。
上圖為OTA的電路符號和工作時的基本計算公式，普通的差動輸入端接收e1與e2兩信號，其輸出電流為這兩個信號之差乘以OTA的跨導值gm，gm的單位是西門子(S)，S=1/Ω。gm等于外部偏置電流lbias的20倍。因此增益可由偏流控制，實際應用中此偏流可在1000：1的范圍口任意變化下。圖為NE5517的引腳和內部電路圖。圖3為口用NE5517集成電路組成的一個環(huán)型調制器電路。
圖下3路中，載波信號由R2輸入，由R3輸出。調制電壓由NE5517的1腳輸入。當調制輸入為正時OTA的增益升高，而且對R2的輸出電流超過R2的直接輸入信號電流，得到反相輸出的載波信號。相反的，調制電壓變?yōu)樨摃rOTA增益變小，R2的直接信號電流超過了OTA輸出產生的電流，就獲得同相載波輸出信號。首先先介紹：跨導放大器(operational transconductance amplifier, OTA)是一種將輸入差分電壓轉換為輸出電流的放大器，因而它是一種電壓控制電流源(VCCS)。 跨導放大器通常會有一個額外的電流輸入端，用以控制放大器的跨導。 高阻的差分輸入級、可配合負反饋回路進行工作的特性，使得跨導放大器類似于常規(guī)運算放大器。
兩級Miller補償OTA
OTA的設計一般分成兩個步驟，其一是根據(jù)設計需求選擇需要的電路結構，其二是根據(jù)電路指標結合計算結果確定電路中器件尺寸并進行仿真迭代。
上述電路是最簡單的兩級OTA結構，左側結構是電流偏置產生電路，中間是五管結構的差分輸入對，右側是共源極輸出，其中包含一個跨接在第二級輸入與輸出之間的補償結構。
兩級OTA設計指標
參數(shù)名 指標
負載電容 3pF
電源電壓 2.8V
靜態(tài)功耗 <2mW
開環(huán)直流增益 80dB
相位裕度 >60°
轉換速率 >30V/us
輸入共模電壓 1.4V
單位增益帶寬積 >30MHz
根據(jù)上面的設計指標，結合相應的計算公式，以gm/Id作為參數(shù)重新表示各指標的計算公式。
開環(huán)直流增益：
開環(huán)增益跟第一級、第二級電路的gm/Id值有關，同時與NMOS、PMOS的溝道長度調制系數(shù) λn 和 λp 有關(假設所有MOS管的柵長一致，相同類型的MOS管溝道長度調制系數(shù)一樣)。
通過選取器件柵長同時調整 M2 和 M6 的gm/Id值即可調整該電路的開環(huán)直流增益。
單位增益帶寬積和轉換速率的關系：
注意：上面公式成立的條件是擺率由第一級電流和Miller電容限制，除此之外擺率還有可能受輸出節(jié)點限制，所以第二級靜態(tài)電流會取得相對大一些，保證擺率不會受到第二級偏置電流和輸出節(jié)點電容的限制。
根據(jù)單位增益帶寬積和轉換速率的關系公式，可以由單位增益帶寬積或者轉換速率的指標確定第一級輸入管gm/Id的最小范圍。
另外，根據(jù)參考資料推導，可以確定滿足相位裕度要求時Miller電容 Cc 滿足：
根據(jù)輸入電壓和功耗要求，可以求出所有支路電流之和需要滿足： Itot ≤ 700 μA 。
參數(shù)計算
前面已經有了各指標的表達式，下面可以首先選取某個參數(shù)作為初始設計指標，小目習慣以開環(huán)直流增益做為設計起點。
為了提高電流鏡結構電路的匹配型，需要讓所有電流鏡結構的MOS管工作在飽和區(qū)同時保持gm/Id值一致，這里為了利用之前設計的電流源偏置電路，取所有MOS管的L=2um.
選擇 M3?7 的gm/Id=6，為了提高輸入對管的匹配性(輸入管取稍小的過驅動電壓)，并且獲得一定的電壓增益，取 M1?2 的gm/Id=12.
通過曲線可以看到，滿足上面參數(shù)的MOS管對應的溝道長度調制系數(shù)分別為： λn=0.012 和 λp=0.004 (同一類型的器件取最大值，留出一定裕量).
經過公式驗證，按照上面的參數(shù)取值，開環(huán)直流增益的手算結果大約為：109dB，滿足設計指標中80dB的要求。
取Miller電容為0.7pF，根據(jù)SR的要求，可以得到第一級電路的靜態(tài)電流最小約為：21uA，第二級電路的靜態(tài)電流最小約為：110uA.
結合電流源偏置電路的輸出電流(10uA)，為了方便這里分別取第一級電路的總靜態(tài)電流為40uA;第二級電路的總靜態(tài)電流為220uA.
通過GBW和SR的表達式，結合輸入對管的gm/Id取值，可以計算電路的SR大約為：57V/us，GBW值滿足設計指標，大約為：54MHz左右。
用調零電阻產生的零點抵消第二極點的位置，根據(jù)公式：
按照上面電流與gm/Id的取值，代入公式，可以計算調零電阻取值約為：4K.
確定器件尺寸并仿真驗證
按照器件gm/Id的值可以計算器件的尺寸，具體內容如下面器件標注所示。
電流鏡和電流負載的尺寸可以直接根據(jù)電流源偏置電路的尺寸按比例計算，輸入對管的尺寸查表計算。
按照圖中標注的尺寸，對電路進行仿真分析，分別進行dc、tran、stb仿真，驗證實際仿真與設計值的偏差。
首先確認所有器件工作在正確狀態(tài)，各器件的gm/Id仿真值與設計值對比：
其中輸出級電路電流值與設計偏差較大，但是對設計指標影響不大，先不做調整，可以看到總體來看仿真值與設計值偏差不大。
設計結果與指標對比
通過查看瞬態(tài)仿真結果，計算電路的壓擺率是否滿足設計指標并思考設計與仿真結果之間的誤差來源。
仿真得到的SR約為40V/us，按照計算應為57V/us，通過查看仿真結果，實際第一級輸出節(jié)點電容值大約為1.1pF，按照仿真得到的電流：41.7uA計算，SR大約為：38V/us，與仿真值比較接近。
通過stb仿真驗開環(huán)直流增益，從仿真結果可以看到，設計的電路開環(huán)直流增益為：108dB，增益帶寬積大約為：37MHz，相位裕度大約為：45°。
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