一種新型的零電壓開(kāi)關(guān)雙向DC-DC變換電源

引言

在許多場(chǎng)合下，需要有能將直流電源進(jìn)行雙向變換的裝置，以燃料電池為能源的電動(dòng)車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，就是一例。在該系統(tǒng)中，同時(shí)具有普通酸鉛蓄電池和燃料電池，普通酸鉛蓄電池作為車輛冷起動(dòng)動(dòng)力，提供12～24V的低電壓電源。起動(dòng)后，用燃料電池提供150～300V的車輛驅(qū)動(dòng)電壓。因此，在電動(dòng)車起動(dòng)時(shí)，要求能將普通蓄電池輸出的12～24V直流電壓提升到150～300V，以起動(dòng)系統(tǒng)開(kāi)始工作。當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入正常工作后，用燃料電池的電能，對(duì)酸鉛蓄電池進(jìn)行充電，以恢復(fù)電池的能量消耗。雙向DC-DC電源也可用于供電系統(tǒng)的直流操作電源中，供電系統(tǒng)的直流操作電源，通常用蓄電池作為后備電源，當(dāng)使用雙向直流變換電源后，可有效地減少后備電池的數(shù)量。對(duì)雙向直流電源通常要求其具有高效、隔離、低輻射等特點(diǎn)，同時(shí)也要求電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于控制。

圖1　DC-DC雙向變換電路結(jié)構(gòu)圖

系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)及工作原理

雙向直流變換系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖1所示，高頻變壓器T兩側(cè)的電源電壓不同，電源能量能進(jìn)行雙向傳送。從電路結(jié)構(gòu)看系統(tǒng)具有以下特點(diǎn)。

電路的特點(diǎn)

用變壓器作為隔離高、低壓側(cè)分別有既可整流又可逆變的變流裝置。用IGBT或MOSEFT管作為開(kāi)關(guān)器件構(gòu)成橋式或半橋式整流逆變電路。若在圖1的整流逆變或逆變整流框中，用全橋電路代換之，則得到雙向DC-DC變換器主電路，如圖2所示。為充分發(fā)揮電路的功能，在高頻變壓器的右側(cè)接入一個(gè)電感Lk，用作電壓提升。考慮到在保持功率平衡的條件下，需低壓側(cè)提供較大的電流，低壓側(cè)的電壓波動(dòng)對(duì)高壓側(cè)電壓的穩(wěn)定影響較大，因此在高壓側(cè)接入儲(chǔ)能電感，這樣控制輸出電壓的效果更好。正常情況下的能量流向是，從高壓側(cè)向低壓側(cè)方向，低壓側(cè)的蓄電池處于充電狀態(tài)，另外低壓側(cè)負(fù)載需要消耗一定的能量。當(dāng)能量從低壓側(cè)向高壓側(cè)流動(dòng)時(shí)，具有短時(shí)和大電流的特點(diǎn)，通常只在系統(tǒng)起動(dòng)或故障狀態(tài)下出現(xiàn)。

圖2　DC-DC雙向變換主電路原理圖

電路的工作原理

由于在MOSEFT管的d,s端或IGBT管的c,e端反并聯(lián)了二極管，因此2個(gè)橋式電路均具有整流功能，逆變時(shí)需要對(duì)MOSEFT或IGBT管加觸發(fā)脈沖。

低壓向高壓傳送能量的過(guò)程

當(dāng)能量從低壓向高壓方向傳送時(shí)，要求M1～M4處于逆變狀態(tài)，S1～S4處于提升狀態(tài)。設(shè)：gMi為開(kāi)關(guān)器件Mi的門(mén)極控制電平。gSi為開(kāi)關(guān)器件Si的門(mén)極控制電平，

則

對(duì)gMi，gSi施加圖3所示的控制脈沖，M1，M4導(dǎo)通構(gòu)成變壓器T左側(cè)的正向電流；M2，M3導(dǎo)通構(gòu)成變壓器左側(cè)的反向電流。為實(shí)現(xiàn)器件的零電壓開(kāi)關(guān)在M1，M4和M2，M3換流過(guò)程中加入死區(qū)。對(duì)S1，S2不加觸發(fā)脈沖，對(duì)S3，S4加圖3所示的觸發(fā)脈沖起電壓提升作用。

圖3　能量從低壓向高壓流動(dòng)時(shí)的門(mén)極控制脈沖[!--empirenews.page--]

此階段電流電壓波形如圖4所示。等效電路如圖5所示。對(duì)電路的分析可按以下幾個(gè)階段進(jìn)行，其中電流iLk的波形非常重要，它等于變壓器右側(cè)的電流iT2。

圖4　能量從低壓向高壓流動(dòng)時(shí)變壓器右側(cè)電壓、電流波形

圖5　能量從低壓向高壓傳送過(guò)程中各階段等效電路

階段1：t1～t2。M1，M2，S3導(dǎo)通，由于S1內(nèi)部二極管DS1和S3的導(dǎo)通，使變壓器右側(cè)c，d兩點(diǎn)短路，變壓器右側(cè)和iLk相關(guān)的等效電路如圖5a所示。電流iLk值如式(1)所示，電感Lk儲(chǔ)能，儲(chǔ)能時(shí)間可通過(guò)S3導(dǎo)通的時(shí)間進(jìn)行控制。

式中：UT2為變壓器右側(cè)電壓幅值。

階段2：t2～t3。在t2時(shí)刻S3關(guān)斷，經(jīng)短暫的延時(shí)后，對(duì)S4加觸發(fā)脈沖，但S4并不立即導(dǎo)通。此時(shí)電感電流iLk經(jīng)S1，S4內(nèi)部二極管對(duì)電容C2進(jìn)行充電，電流表達(dá)式如式(2)所示，等效電路如圖5b所示。

式中：U2為高壓側(cè)的直流輸出電壓值。

值得注意的是，階段1和階段2構(gòu)成了一個(gè)電壓提升工作方式，改變S3門(mén)極脈沖的占空比，可調(diào)節(jié)變壓器右側(cè)，即高壓側(cè)的輸出電壓，根據(jù)電壓提升電路的特性UT2和U2之間有式(3)所示的關(guān)系。

式中：D為占空比，即S3在M1，M4導(dǎo)通階段所占的比例；ton=t2-t1；T為iLk的半周期。

階段3：t3～t4。在t3點(diǎn)M1，M4關(guān)斷，此時(shí)iLk迅速回落，iLk的變化如式(4)所示，式(4)中Td為死區(qū)時(shí)間，等效電路如圖5c所示。

階段4：t4～t5。在t5點(diǎn)M2，M3，S4導(dǎo)通，此時(shí)反向重復(fù)階段1的過(guò)程。

高壓向低壓側(cè)傳送能量的過(guò)程當(dāng)能量從高壓向低壓方向傳送時(shí)，要求S1～S4處于逆變狀態(tài)，M1～M4處于提升狀態(tài)，對(duì)開(kāi)關(guān)器件的門(mén)控信號(hào)作和上述相同的設(shè)定，要求對(duì)開(kāi)關(guān)器件的門(mén)極加如圖6所示的控制信號(hào)。流過(guò)變壓器的電流波形和變壓器兩端的電壓波形和圖4波形的形狀基本相同。

圖6　能量從高壓向低壓流動(dòng)時(shí)的門(mén)極控制脈沖

零電壓開(kāi)關(guān)分析

為實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)器件的軟切換，減小開(kāi)關(guān)過(guò)程中的電壓和電流值，盡量使開(kāi)關(guān)切換在接近零電壓時(shí)進(jìn)行，因此在逆變器開(kāi)關(guān)換流時(shí)，設(shè)置了死區(qū)Td。在圖2所示電路中，當(dāng)能量從低壓向高壓傳送時(shí)，在M1從導(dǎo)通向截止換流，M2由截止向?qū)〒Q流時(shí)，中間設(shè)置死區(qū)Td，如圖7所示?？紤]到電容Cs1=Cs2，因此，換流期間可以認(rèn)為UCM1+UCM2=UCM3+UCM4維持不變，等于U1。由于M1關(guān)斷，CM1充電，電壓UCM1從0開(kāi)始上升，而UCM2放電，電壓從U1下降，升、降值相同，維持和不變。因此，CM1的充電電流為iT1/2，CM1充電到電壓U1時(shí)，CM2放電到0V。如果繼續(xù)對(duì)CM1充電，CM2將被反向充電，DM2會(huì)導(dǎo)通。此時(shí)為M2的零電壓開(kāi)通提供了條件。對(duì)CM1的充電是在iT1的作用下進(jìn)行的，根據(jù)電容充電過(guò)程中電流、電壓和時(shí)間之間的關(guān)系可得[!--empirenews.page--]

由式(5)得th為

因此，只要開(kāi)關(guān)換流間隔死區(qū)時(shí)間Td大于CM1從0V充電到U1所需的時(shí)間th，即滿足式(7)就可實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)元件的零電壓開(kāi)通。一般情況下，取換流時(shí)iT1的平均值。

圖7　脈沖之間設(shè)置死區(qū)

電感Lk的選取

選適當(dāng)?shù)腖k，使電能從低壓側(cè)向高壓側(cè)傳送時(shí)，保持電流iLk連續(xù)。實(shí)際上，在S3導(dǎo)通期間(ton)，C2提供負(fù)載電流，而在S3截止期間，電感中的感應(yīng)電勢(shì)使S1內(nèi)部的二極管導(dǎo)通，一方面提供負(fù)載電流，另一方面，補(bǔ)充在ton期間C2中電荷的減少。根據(jù)功率平衡關(guān)系式(8)，輸入、輸出關(guān)系式(3)和式(9)，可得保持電流連續(xù)的最小電感Lkmin。

式中：f為電源的開(kāi)關(guān)頻率；I0為高壓側(cè)負(fù)載的平均電流；U2為高壓側(cè)的輸出直流電壓；UT2為變壓器高壓側(cè)的電壓有效值。

電流iLk臨界連續(xù)波形如圖8所示。

圖8　電流iLk臨界連續(xù)波形

仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

升壓方式

1)電壓值。升壓工作方式下，若取蓄電池電壓Vin=24V，開(kāi)關(guān)頻率fc=20kHz，占空比D=0.35，高壓側(cè)負(fù)載功率1kW，則變壓器高壓側(cè)電壓UT2為240V，用式(3)計(jì)算輸出電壓值為307V，仿真結(jié)果值見(jiàn)圖9，和計(jì)算值基本吻合。其它相關(guān)的電流、電壓波形如圖9所示。

2)電感電流iLk的波形。電感電流iLk的波形如圖9所示和圖4中預(yù)期的iLk穩(wěn)態(tài)電流波形一致。在死區(qū)段變壓器電流迅速回落。

3)開(kāi)關(guān)切換點(diǎn)電壓值。根據(jù)2.3節(jié)的分析，只要滿足式(7)即可實(shí)現(xiàn)電源的零電壓換路。仿真時(shí)取Cs2=0.04LF，開(kāi)關(guān)觸發(fā)脈沖之間的死區(qū)Td設(shè)成5Ls時(shí)，能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)，如圖9所示。其中uM1為開(kāi)關(guān)M1兩端的電壓波形。[!--empirenews.page--]

圖9　升壓方式下UM1，UT2，iLk，U2的仿真波形

降壓方式

在降壓工作方式下，若取低壓側(cè)負(fù)載功率為200W，高壓側(cè)電壓U2為240V，占空比D=0.35，則輸出電壓波形U1，流經(jīng)電感Lk的電流波形iLk，變壓器兩側(cè)的電壓UT1，UT2分別如圖10所示。

圖10　降壓方式下U1，iT1，UT1，UT2，iLk的仿真波形

部分實(shí)驗(yàn)波形

1)電流iLk波形。變流器的電路參數(shù)同仿真值，通過(guò)示波器觀察到的變壓器高壓側(cè)電流波形，即流經(jīng)電感Lk的電流波形如圖11所示。波形和仿真結(jié)果基本一致，見(jiàn)圖9、圖10中電流iLk波形。

2)零電壓開(kāi)關(guān)波形。當(dāng)電能從高壓側(cè)向低壓側(cè)傳送時(shí)，開(kāi)關(guān)器件M1門(mén)極控制電壓和漏、源極電壓波形如圖12所示，能實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)器件的零電壓切換。

圖11　升壓方式下電流iLk的實(shí)驗(yàn)波形

圖12　升壓方式下Uds，Ug的實(shí)驗(yàn)波形

結(jié)束語(yǔ)

本文給出了一個(gè)零電壓開(kāi)關(guān)的雙橋、雙向直流電壓變換電路，在不改變電路結(jié)構(gòu)的情況下，實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。由于電路中，使用了新的開(kāi)關(guān)控制策略，使該電路具有穩(wěn)定的輸出電壓。在不增加電路元件的條件下實(shí)現(xiàn)電路的零電壓開(kāi)關(guān)，因此電源的電磁輻射較小。此外，電路還具有體積小、效率高、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低廉、電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)。電源的輸出功率可達(dá)幾到十幾kW，除可以用于中、小型的電動(dòng)車驅(qū)動(dòng)外，還可作為中、小型變電站的不間斷電源及其它需要雙向直流電源供電的設(shè)備中。