1引言
過載保護的功能是指在負載過載情況下能有效保護DC-DC變換器不致由于過熱而損壞，即主要是控制功率MOSFET管的過載電流(輸入電流)。由于用電負載不同，對過載保護功能要求也不同。如衛(wèi)星控制系統(tǒng)要求過載后DC-DC變換器不能斷電，因此采取限流保護;有效載荷系統(tǒng)要求可以在過載后DC-DC變換器斷電，因此采取截流保護。本文提出了一種基于PWM的限流保護電路的設計方法，以及設計驗證。
2 電流環(huán)控制方式的過流保護
電流型控制是雙環(huán)控制系統(tǒng)，由開關(guān)器件的峰值電流信號反饋的電流環(huán)(內(nèi)環(huán))和輸出電壓信號反饋的電壓環(huán)(外環(huán))構(gòu)成。功率變換部分是由電流環(huán)控制的電流源，電壓外環(huán)控制功率級的電流環(huán)。電流內(nèi)環(huán)負責輸出電感的動態(tài)變化，而電壓外環(huán)只需控制輸出電容。
電流型控制方式的PWM有多種，諸如UC1842(3、4、5)系列、UC1846、UC1825(電壓型和電流型)等，都設計了基于電流環(huán)的過流保護功能。
以UC1842為例，其工作原理是功率開關(guān)管由振蕩器起始導通，當峰值電感電流達到誤差放大器輸出建立的門限電平時終止，這樣使得在逐周基礎上反饋的誤差信號控制峰值電感電流。即電流取樣信號逐周與誤差放大器的輸出電平比較，產(chǎn)生驅(qū)動脈沖來控制功率開關(guān)管的導通時間，從而實現(xiàn)閉環(huán)輸出。在過流狀態(tài)下，由于峰值電感電流斜率比較大，使得逐周比較產(chǎn)生的驅(qū)動脈沖很窄，從而大大限制了功率開關(guān)管的導通時間，實現(xiàn)了限流保護，是一種峰值電流控制方式。其峰值電感電流受誤差放大器輸出電壓的控制，見式(1)：
其中：VE為誤差放大器的輸出電壓;RS電流檢測電阻。
但根據(jù)多年工程實際驗證，僅僅依靠電流環(huán)控制方式的過流保護不能有效的限制輸入電流，電路仿真和試驗測試結(jié)果比較一致，下面給出基于PWM 1845的電流環(huán)過流保護的仿真結(jié)果。仿真電路見圖1,結(jié)果見圖2.可以看到過流后輸入平均電流為0.65A.
3 用電流采樣信號控制PWM誤差放大器反向輸入端的過流保護
為了有效實現(xiàn)過流后限制輸入電流，設計了一種用電流采樣信號控制PWM誤差放大器反向輸入端的過流保護電路，如圖3所示。
電路基本工作原理如下：圖3中的三極管V2接成射極跟隨器形式，電流互感器采得的輸出端的電流信號作為控制信號來控制V2.正常輸出時，電流取樣信號電壓很低，使得射隨器輸出電壓低于誤差放大器反向輸入端(反饋端)設定電平，圖3所示的過流保護電路不影響DC-DC變換器的正常輸出特性。當輸出過流時，電流取樣信號電壓增大，使得射隨器輸出電壓高于誤差放大器反向輸入端設定電平，誤差放大器輸出電壓Ve降低，PWM的驅(qū)動信號變窄，使輸出電壓降低，輸入電流最終穩(wěn)定在某一個值上。仿真電路見圖4,結(jié)果見圖5.可以看到過流后輸入平均電流為0.157A.
4 用電流采樣信號控制PWM誤差放大器輸出端的過流保護
從上述電路可以看出，相較于直接利用PWM電流環(huán)的過流保護，輸入電流有明顯降低，但源端仍有0.157A的電流，主要原因是該控制方式是平均電流控制方式。過流控制信號是將輸出電流取樣并整流成直流信號，通過誤差放大器輸入端參與比較形成驅(qū)動脈沖。因此當過載時，經(jīng)過數(shù)個周期積累周后形成的過流控制信號輸入到誤差放大器反向輸入端，使得誤差放大器輸出為低電平，此時無驅(qū)動脈沖輸出，電源輸出降低;又經(jīng)過數(shù)個周期后，由于電源輸出降低，過流控制信號也降低，此時又產(chǎn)生驅(qū)動脈沖輸出，使電源輸出升高。如此周而復始，使電源間歇振蕩輸出，從圖5中也可以看出，輸入電流也是間歇振蕩波形。
為了進一步優(yōu)化過流保護方式，將圖3所示的過流保護電路改進如下：將控制管V2的集電極接到誤差放大器的輸出端，射級接地。如圖6所示。
當DC-DC變換器工作于正常閉環(huán)狀態(tài)時，PWM誤差放大器工作在線性放大區(qū)，其輸出電平取決于輸入誤差信號電平和放大器的增益。圖6中的三極管V2工作在截至區(qū)，圖6所示的過流保護電路不影響正常DC-DC變換器的正常輸出特性。
5 結(jié)語
本文設計的基于PWM的過流保護電路，是一種通用的DC-DC變換器過流保護電路，可靠性較高，可以有效地保護DC-DC變換器過載時由于過熱而損壞。
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