新型Buck-Boost變換器在感應加熱電源中的應用

摘要：針對傳統(tǒng)感應加熱電源中直流斬波環(huán)節(jié)開關損耗大、調壓范圍窄的缺點，提出一種新型的Buck-Boost軟斬波電路，通過增加輔助開關管和諧振元件實現(xiàn)了主開關、輔助開關和主續(xù)流二極管的軟開通和軟關斷。這里以180 kHz高頻感應加熱電源為研究對象，逆變側采用基于IGBT倍頻的單相橋式逆變電路，使輸出頻率為逆變器頻率的兩倍，逆變器輸出匹配串聯(lián)諧振負載。此處詳細分析了新拓撲結構的工作過程，并通過實驗證明了分析和設計的正確性和可行性。
關鍵詞：變換器；感應加熱電源；軟開關；倍頻

1 引言
    感應加熱因具有加熱效率高，速度快，非接觸式加熱等優(yōu)點，故應用范圍越來越廣。其輸出功率主要是通過改變逆變器的輸入直流電壓進行調節(jié)的。改變逆變器的輸入電壓有兩種方法：可控整流和斬波調壓?，F(xiàn)在大部分感應加熱電源都采用直流斬波調功，該方式具有功率因數(shù)高、電壓動態(tài)響應快、保護容易等優(yōu)點，但傳統(tǒng)斬波功率器件都工作在大電流硬開關狀態(tài)，增加了開關損耗，降低了電源效率。為進一步提高電源頻率和效率，要求斬波調功電路能實現(xiàn)軟開關。近年來，國內外在軟斬波研究方面都提出了新的方法，較為成熟的技術大都集中在Buck和Boost的研究，但調壓范圍有限。故此處提出一種新型的Buck-Boost軟開關變換器，能夠在較寬范圍內實現(xiàn)軟開關。
    采用IGBT并聯(lián)倍頻的控制方法可提高逆變器開關頻率。此處設計采用兩組IGBT并聯(lián)的逆變器，匹配串聯(lián)諧振負載，采用分時控制策略，實現(xiàn)逆變器倍頻輸出。由于數(shù)字式電路控制精確，軟件設計靈活，整個控制系統(tǒng)簡單、可靠。因此，這里采用TMS320F2812型DSP和EPM1270GT 144C5型CPLD相結合的數(shù)字控制電路實現(xiàn)頻率跟蹤、開關管驅動以及各種保護功能。

2 主電路結構與工作原理
    以180 kHz高頻感應加熱電源為研究對象，其主電路如圖1所示。主電路由三相橋式不控整流、直流斬波和逆變電路3部分組成。

    三相交流電經三相不控整流橋VD1’變成脈動的直流電，輸出給Buck-Boost軟斬波變換器進行功率調節(jié)，再經過濾波電容Cd對電壓平滑濾波后，因Buck-Boost是反向變換器，所以接逆變器要反向，逆變輸出向串聯(lián)諧振負載提供高頻電能。[!--empirenews.page--]
2．1 新型Buck-Boost軟斬波電路工作原理
    該電路可分為6個工作過程，軟開關工作波形如圖2所示。為方便分析，假設：①整流濾波后電壓等效為直流電壓Uin；②串聯(lián)諧振逆變環(huán)節(jié)等效為負載R0；③Cd足夠大，可視為電壓源；④主電感Lf足夠大，流過的電流為恒值Io(實際上Lf中的電流iLf波動很小，特定階段可視其為恒流源)。

    具體分析如下：
    模態(tài)1(t0<t<t1) t0時刻開通VS2，因存在電感Lr，電流不能突變，故VS2零電流開通。VS2開通后，L中的電流iLr線性上升，同時升壓二極管VD0中的電流iVD0線性下降。iLr上升率與iVD0下降率相等。t1時刻，iLr上升到Io，iVD0下降至零，VD0零電流關斷。該階段中電壓電流關系為：uLr=LrdiLr／dt。
    模態(tài)2(t1<t<t2) t1時刻開通VS1，為保證VS1完全零電壓開通，該階段持續(xù)的時間必須大于開關管的導通時間。由于iLr恒定為Io，由Lr兩端的電壓公式可知Lr兩端電壓為零，故VS1零電壓零電流開通。t2時刻關斷VS2。
    模態(tài)3(t2<t<t3) t2時刻關斷VS2，Lr與緩沖電容Cr開始諧振。Cr兩端電壓不能突變，故VS2是零電壓關斷，同時由于VS1完全導通，Io=iVS1，因此流過VS2電流為零。故VS2實現(xiàn)了零電壓零電流關斷。該階段電路方程：iLr(t)=iLr(t2)cosω(t-t2)，uCr(t)=iLr(t2)Zsinω(t-t2)，。
    當uLr<uCr時，VD2截止，充電結束。該階段緩沖電路和主電路各自工作，互不影響。主電路的工作原理同傳統(tǒng)的Buck-Boost電路一樣，電源給主電感Lf充電。
    模態(tài)4(t3<t<t4) t3時刻，Lr與Cr諧振結束，Lr中能量全部轉移到Cr中。電源繼續(xù)給Lr充電。
    模態(tài)5(t4<t<t5) t4時刻關斷VS1，同時Cr向負載恒流饋能，緩沖電路再次接入主電路。由于Io=iCr+iVS1，而iCe=Io，故VS1零電流關斷。該階段各器件電壓電流關系為：iCr=-CrduCr／dt，uLf=-LrdiLr／dt。
    需注意的是在電路整個工作過程中，iLf只是近似恒定為Io，實際上它有輕微的波動過程。VS1開通后iLr開始線性上升，到VS1關斷時，Cr放電，它的變化過程是二次曲線，Cr放電結束時，iLf開始線性下降。因此在該階段，uLf，uCf均線性下降。如圖2所示，整個工作過程中uLf的變化為：恒值(Uin)→線性下降→恒值(-Uo)。
    模態(tài)6(t5<t<t6) t5時刻，Cr放電結束，放電電流跌落到零，這時Lf兩端電壓和負載電壓大小相等，VD0零電壓導通，電路進入續(xù)流模式，電路穩(wěn)態(tài)運行到下一個周期開始。[!--empirenews.page--]
2．2 180 kHz倍頻逆變電路工作原理
    為設計180 kHz的高頻感應加熱電源，采用大功率自關斷功率器件IGBT。通過在各逆變橋的IGBT上分別并聯(lián)一個IGBT來實現(xiàn)，每組并聯(lián)的IGBT輪流工作，頻率為90 kHz，使負載頻率為開關管工作頻率的2倍，實現(xiàn)輸出為180 kHz的高頻感應加熱電源，間接拓寬了．IGBT’使用頻率。在分析感應加熱過程中，逆變器輸入端可等效為一個電壓源，電路的穩(wěn)定運行狀態(tài)在一個周期內可分為6個運行階段，圖3示出了電路的工作模式。

    為防止直通燒壞器件，上、下橋臂不能同時開通，必須要有一段死區(qū)時間。各階段運行如下：
    設C1～C4為IGBT的CE極間結電容。初始狀態(tài)VD11，VD41導通，負載諧振電流io為負，并向Cd反充電，此時流過開關管VT11和VT41的電流為零，其兩端電壓也為零，可實現(xiàn)零電流零電壓開通。
    模態(tài)1[t0～t1] t0時刻，io反向，VT11，VT41在零電流零電壓下導通，電流經VT11→負載→VT41形成正向電流。
    模態(tài)2[t1～t2] t1時刻，io=0，下一時刻，io為正，VT11，VT41繼續(xù)導通，電流逐漸增大。
    模態(tài)3[t2～t3] t2時刻，VT11，VT41在零電壓(ZVS)下關斷。VD21，VD31在C1～C4的作用下零電壓導通，io為正，并向Cd反充電。L，C與C1～C4共同諧振，C2，C3放電，C1，C4充電。
    模態(tài)4[t3～t4] t3時刻，開通VT21，VT31，uab過零變正，VT11、VT31承受反向正弦電壓，電流經VT21→負載→VT41形成反向電流。
    模態(tài)5[t4～t5] t4時刻，io=0，由于VT21，VT31導通，下一個時刻，io為負，L，C與C2～C3共同諧振，C1，C4放電，C2，C3充電。
    模態(tài)6[t5～t6] t5時刻，VD11，VD41在C1～C4的作用下零電壓導通，此時換流結束。
    在緊接著的后一個周期里VT12，VT42，VT22，VT32輪流導通，其導通過程和VT11，VT41，VT21，VT31相同。通過并聯(lián)的IGBT分時導通，拓寬IGBT的使用范圍，提高輸出頻率。

3 系統(tǒng)設計
    圖4為中頻感應加熱的硬件系統(tǒng)結構框圖。

    它主要有主電路、控制電路、故障檢測及保護電路和頻率跟蹤電路。系統(tǒng)以TMS320F2812型DSP和EPM1270GT144C5型CPLD為控制核心，實現(xiàn)對電源的驅動信號控制、頻率跟蹤控制、功率閉環(huán)調節(jié)控制、邏輯保護等功能。DSP實現(xiàn)數(shù)據(jù)的采集處理、PI數(shù)字調功、設置、保護及軟斬波器的驅動等功能控制。CPLD控制模塊由自／他激切換電路、鎖相模塊、PWM及死區(qū)模塊等組成，實現(xiàn)對感應加熱逆變器的頻率控制，經過脈沖分配模塊產生8路驅動脈沖驅動逆變模塊。
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4 實驗分析
    基于上述分析，對新型Buck-Boost感應加熱電源進行實驗研究。參數(shù)為：輸入電源為380 V／50 Hz三相交流電源，主、次開關管的開關頻率均為20 kHz，額定輸出功率30 kW，逆變器工作頻率為180 kHz。開關管選用FM 50DY-9型MOSFET，二極管VD4直接采用MOSFET反并聯(lián)二極管，VD1，VD2，VD3，VD0用快恢復二極管IXYS DSEI 60-10A，Cs=1 nF，Cd=1 000μF，Lf=970μH，Lr=27μH，Cr=0．47μF，R=30 Ω；負載中Ro=127 mΩ，Co=10μF，Lo=0．34μH。

    根據(jù)功率要求，按整流輸出電壓為300 V計算，則輸出電流為100 A?？紤]到安全裕量，選取整流二極管模塊DF200AA120-160。逆變器模塊選1．2 kV／200 A的FF200R12KS4型IGBT模塊作為功率開關器件。圖5為實驗波形，圖5a(上)為主開關VS1的零電壓開通零電流關斷波形；圖5a(下)為輔助開關VS2的零電流開通和零電流零電壓關斷波形，VS2兩端電壓有一個階梯上升過程，這是因為VS1關斷后，VS2兩端電壓由uCmax上升至uVS1。圖5b為逆變器的輸出電壓和電流波形。

5 結論
    基于DSP和CPLD的軟斬波串聯(lián)諧振高頻感應加熱電源，主要的功率器件基本上都能實現(xiàn)軟開關。有源無損緩沖Buck斬波器的采用，減小了開關損耗和EMI，提高了電源效率。在閉環(huán)運行條件下軟斬波調功具有大范圍調功的能力。采用定角頻率跟蹤，實現(xiàn)了并聯(lián)諧振逆變器的小容性運行狀態(tài)和功率因數(shù)的保持。以DSP和CPLD為核心的控制電路，系統(tǒng)在跟蹤速度、跟蹤精度、綜合保護能力、效率等性能上均有明顯提高。