摘 要：設計并實現(xiàn)了一款10 位逐次逼近型模數(shù)轉換器，該電路采用了改進型開關邏輯結構降低了開關的動作頻率，提高了數(shù)模轉換器的線性度，同時降低了模數(shù)轉換器的功耗。仿真結果表明，該模數(shù)轉換器在Chartered 0.35 μm2P4M工藝下實現(xiàn)了10 位精度，轉換速率為250 kHz,信噪比大于60 dB,功耗小于2 mW.流片后測試結果顯示芯片達到設計指標要求，平均功耗為1.97 mW。
逐次逼近型模數(shù)轉換器（successive approximationregister analog-to-digital converter,SAR ADC）是應用于采樣速率低于5,MHz 的中高分辨率的常見結構，其分辨率一般為8~16 位，因制造工藝與現(xiàn)代數(shù)字CMOS 工藝的兼容性好，且易于在較低的工藝成本下實現(xiàn)，所以廣泛應用于現(xiàn)代超大規(guī)模集成電路與片上系統(tǒng)（system-on-chip,SOC），如便攜式/電池供電儀表、筆輸入量化器、工業(yè)控制和數(shù)據(jù)/信號采集器等。
筆者設計了一款10位低功耗SAR ADC,采用溫度計碼控制的開關邏輯結構代替?zhèn)鹘y(tǒng)的開關陣列控制數(shù)模（digital-to-analog,D/A）轉換器的動作，從而提高了D/A 轉換器的線性度并降低了ADC 的功耗。ADC 在 250,kHz 的采樣速度下實現(xiàn)了10 位的模數(shù)轉換功能，功耗小于2,mW。
1 SAR ADC的結構和工作原理
傳統(tǒng)SAR ADC 的結構主要包括5 個部分，分別是：采樣保持電路、模擬比較器、D/A 轉換器、逐次逼近寄存器和邏輯控制單元。在很多實際電路中，采樣保持與D/A 轉換器合二為一。
SAR ADC 通過比較器對D/A 轉換器產生的參考電壓和采樣所得的模擬輸入電壓進行比較，由逐次逼近寄存器逐次地決定每一位數(shù)字碼，直到完成最低有效位（least significant bit,LSB）的轉換。SAR ADC采用二進制搜索算法來決定模數(shù)轉化過程中的數(shù)字碼值，N 位的SAR ADC需要進行N 步的轉化。
在SAR ADC 中，數(shù)字模塊消耗的功耗較小，整個SAR ADC的功耗主要集中在3 個方面。
（1）對采樣保持電容的充放電。
（2）對D/A轉換器中二進制加權電容的充放電。
（3）模數(shù)轉換過程中比較器所消耗的功耗。
有關降低SAR ADC 功耗的文獻通常針對以上3個方面來提出電路結構的改進方案，如在數(shù)模轉換器中采用特殊結構的電容陣列以及采用功耗較低的動態(tài)比較器等。
為了降低ADC 的整體功耗，筆者設計的D/A 轉換器采用了電荷分配型的結構。與其他同類型ADC的最大區(qū)別在于用溫度計碼的開關邏輯結構代替了常用的二進制碼開關來控制D/A 轉換器，從而合理優(yōu)化了電容陣列的開關邏輯結構，減小了開關的動作頻率，既提高了D/A 轉換器的分辨率和線性度，同時又降低了整個系統(tǒng)的功耗。
2 基于開關邏輯結構的D/A轉換器
2.1 D/A轉換器的基本原理
傳統(tǒng)型電荷分配型D/A 轉換器通常由一個二進制加權電容陣列、一個與LSB 等值的電容和開關陣列組成，其轉換過程可以分為3 個階段。
（1）采樣階段：此時，所有電容的上極板接地，下極板接輸入電壓，這樣，上極板存儲了與輸入電壓成正比的電荷，這些電荷在D/A 轉換器的轉換過程中保持不變。
（2）保持階段：此階段，二進制加權電容的上極板接地開關斷開，下極板接地，引起電容陣列上極板的參考電壓的變化。
（3）再分配階段：此時，逐次逼近寄存器的最高位被置為1,即最大的電容2N-1C 的下極板連接到基準電壓Vref,在下一個時鐘周期來臨時，最大的電容的下極板的連接狀態(tài)是由比較器的比較結果決定的。同時次大的電容的下極板連接到基準電壓Vref.這個過程將會進行N 次，在每一個時鐘周期內比較器的比較結果決定了原先被試探的電容的下極板接地或是接基準電壓Vref,同時將比試探電容小一半的那個電容設為試探電容，直到整個轉換過程完成，即最小電容的下極板狀態(tài)被決定。
2.2 D/A轉換器的低功耗設計
所設計的開關邏輯結構的D/A 轉換器如圖1 所示，其與傳統(tǒng)型D/A 的區(qū)別是將二進制加權電容陣列進行了分拆并加入了碼制轉換電路。碼制轉換電路將邏輯控制單元控制的寄存器的輸出二進制碼轉化成為溫度計碼，以溫度計碼來控制整個二進制加權電容陣列，以降低開關動作頻率。
圖1 D/A轉換器
以3 位D/A 轉換器為例來簡要說明。圖2（a）為三位的二進制碼到溫度計碼的編碼轉換圖；圖2（b）為二進制碼對應單位開關輸入碼圖。由圖2 可知，一旦比較器的輸出為0,即在模數(shù)轉換過程中出現(xiàn)輸入信號比D/A 轉換器所產生的參考電壓小的情況，采用溫度計碼的開關邏輯結構對減小開關動作頻率是有利的。將二進制碼轉換為溫度計碼只需通過一個簡單的編碼轉換電路就可以實現(xiàn)。
圖2 碼制轉換示意
2.3 D/A轉換器的功耗分析
對于電容陣列中的電容，只有當其下極板連接到Vref 時，因充電產生功耗。設電容陣列的建立時間為T,則電容從Vref獲得的能量為：
由于電容兩端的電壓不能突變，故QC（0+）=QC（0-）,且 iref（t） = -dQC/ dt ,故：
所以，可以計算每一次開關動作時D/A 的功耗。為了減少計算量，仍以3 位D/A 轉換器為例，對兩種D/A 轉換器的功耗進行比較，如圖3 所示，箭頭旁邊的數(shù)字為每一次開關動作時消耗的能量。圖3顯示當比較器比較的結果為0 時，采用的結構所消耗的功耗小于傳統(tǒng)的結構。顯然，所設計的D/A 轉換器的平均功耗遠小于傳統(tǒng)的D/A 轉換器。隨著ADC 位數(shù)的增加，這種平均功耗的降低效應將會更加顯著。10 位SAR ADC和傳統(tǒng)結構的SAR ADC功耗對比如表1 所示，數(shù)據(jù)表明改進的SAR ADC 相對于傳統(tǒng)結構下降了21.5%。
圖3 改進的和傳統(tǒng)的D/A功耗分析
表1 SAR ADC測試結果
3 電路仿真與芯片測試
利用Cadence AMS作為仿真工具，對SAR ADC進行了功能仿真，采用FFT 法分析ADC 的動態(tài)性能，得到的頻譜圖如圖4 所示。仿真所得信噪失真比（SNDR）為60.472,dB.
圖4 電路仿真的FFT頻譜
基于Chartered 0.35,μm,2P4M 工藝，完成了電路的版圖設計，其中單位電容均采用工藝偏差相對較小的poly-poly 電容。圖5 給出了經MPW 流片SARADC 芯片圖。由于電路的非線性與電路的元件匹配有關，其匹配性越好，其線性度越高，因此版圖設計中采用了一系列手段以提高電容陣列的匹配性，包括采用"共質心"結構布置版圖，降低因芯片面積加大帶來的氧化層梯度的影響；電容陣列周邊采用"虛擬"結構；單位電容采用固定的周長/面積比等。對比表1中的無失真動態(tài)范圍參數(shù)，可以看出線性度提高了11.78%.
圖5 SAR ADC芯片
使用TeKtronix TLA5204B 邏輯分析儀和TDS3052B 示波器等工具對MPW 流片回來的芯片進行了測試。圖6 給出了D/A 的測試結果，其中EOB 為轉換結束信號，dac_out 為D/A 輸出信號；SAR ADC在250,kHz 的轉換速率下的實測積分非線性（Integralnonlinearity,INL）誤差和微分非線性（differnetialnonlinearity,DNL）誤差特性曲線[14]如圖7 所示。
圖6 D/A的測試結果
圖7 SAR ADC的INL和DNL的實測曲線
表1 顯示了10 位SAR ADC 的整體性能。比較流片后測試結果和仿真結果可見所設計的SAR ADC較好地達到了低功耗的設計要求，性能良好。
4 結 語
完成了一款基于開關邏輯結構的SAR ADC 設計。其中的D/A 轉換器由溫度計碼的開關邏輯結構來控制，從而減小了開關的動作頻率，降低了整個系統(tǒng)的功耗。測試結果顯示，設計的SAR ADC 實現(xiàn)了10 位模數(shù)轉換功能，轉換速率為250 kHz,INL 和DNL 均小于1 個LSB,功耗小于2 mW,表明該電路較好地達到了設計要求。
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