數(shù)字電源正在超越模擬電源

“數(shù)字電源”正在徹底改變電源的設(shè)計方法和實現(xiàn)方式。本文為您介紹替代傳統(tǒng)模擬控制的數(shù)字電源技術(shù)：數(shù)字電源具有超過模擬方案的巨大優(yōu)勢，不僅在性能方面(效率、瞬態(tài)響應(yīng)、穩(wěn)定性等)，而且在上市時間和總擁有成本方面也同樣如此。

基本概況

Intersil用于DC/DC電源轉(zhuǎn)換的ZL2008第二代自適應(yīng)數(shù)字化電源控制器是一款業(yè)界領(lǐng)先的數(shù)字電源控制器。它適用于非隔離式降壓、升壓、降壓-升壓和隔離式單管正激或反激式轉(zhuǎn)換器。在6mm×6mm QFN封裝(圖1)內(nèi)是一個先進(jìn)的電源控制器，集成了電源轉(zhuǎn)換控制、電源管理、故障管理和遙測功能。此外，還包含一個集成的微控制器，可以運(yùn)行復(fù)雜的算法，可以適應(yīng)超越模擬方案性能的運(yùn)行。它代表了高性價比的數(shù)字電源的最新技術(shù)。

數(shù)字電源架構(gòu)與模擬架構(gòu)的對比

電源轉(zhuǎn)換控制架構(gòu)從模擬到現(xiàn)代數(shù)字控制的進(jìn)展。模擬PWM控制器通過使用一個斜坡誤差信號來產(chǎn)生比例占空比。該誤差信號利用電阻和電容網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行補(bǔ)償，以修改信號來穩(wěn)定控制回路。

在數(shù)字電源中最早嘗試的比例占空比是通過一個數(shù)字計數(shù)器(DPWM)生成的，其計數(shù)是由數(shù)字信號處理器決定的。雖然這種方法在數(shù)字實現(xiàn)方面非常強(qiáng)大，但事實證明這種方法過于昂貴，對于大多數(shù)實際應(yīng)用來說需要太多的靜態(tài)電流。

在現(xiàn)代數(shù)字電源控制當(dāng)中，占空比仍然是由一個數(shù)字計數(shù)器生成的，但是現(xiàn)在的計數(shù)器是由數(shù)字狀態(tài)機(jī)控制的。這個狀態(tài)機(jī)是專門為電源控制器(而不是一般功能的DSP)設(shè)計的，所以這個解決方案更符合成本效益，且需要較少的靜態(tài)電流。

架構(gòu)采用了比例、積分、微分(PID)補(bǔ)償器來穩(wěn)定電源，而不需要一個完整的DSP來補(bǔ)償電源。誤差電壓的3個要素，誤差的比例、誤差的積分和誤差的微分結(jié)合了相對比重，以實現(xiàn)穩(wěn)定的運(yùn)行。

請注意，在架構(gòu)方面數(shù)字電源勝過模擬電源具備的一些優(yōu)勢：數(shù)字控制無需外部元件進(jìn)行補(bǔ)償。這不僅減少了元件數(shù)量，而且可以輕而易舉地改變補(bǔ)償，包括隨時改變，甚至隨負(fù)載變化進(jìn)行適應(yīng)性改變。

典型的情況是沒有數(shù)字控制器的外部分壓器。內(nèi)部參考可以縮放，因此無需使用外部分壓器。這顯然減少了元件數(shù)量，而且還有助于在工廠精確校準(zhǔn)控制器，這樣用戶就可以受益于高精度，而無需使用昂貴的用于分壓的精密電阻。

數(shù)字架構(gòu)可以簡便地采用數(shù)字通信，這樣的操作可以進(jìn)行配置、控制，且在幾乎沒有外部元件的條件下進(jìn)行監(jiān)測。

一種數(shù)字電源控制器

顯示了現(xiàn)代數(shù)字電源控制器的基本架構(gòu)。在該架構(gòu)中，輸出電壓用一個差分放大器來檢測。這個模擬信號與參考進(jìn)行比較，生成個誤差信號。該誤差信號被數(shù)字化(ADC)，結(jié)果通過一個數(shù)字補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行處理，這將在本文稍后的部分中予以描述。數(shù)字補(bǔ)償?shù)妮敵鍪且粋€占空比命令，它設(shè)定了數(shù)字PWM的持續(xù)時間。然后，數(shù)字PWM控制就可以FET驅(qū)動器，開關(guān)電源。

輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、溫度都可以使用一個輔助模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)進(jìn)行檢測，ADC可復(fù)用到各個檢測點。

配置可以利用引腳跨接、電阻器配置，或通過I2C接口的命令的方式實現(xiàn)。該電源可通過引腳或I2C接口進(jìn)行控制。配置、操作和環(huán)境條件的監(jiān)測是通過I2C接口實現(xiàn)的。

優(yōu)勢

1. 更高水平的集成

顯示了一個模擬PWM和數(shù)字PWM的典型應(yīng)用原理圖。盡管這兩個控制器共享相同數(shù)量的功率傳送(power train)元件(功率FET、電感器、輸入和輸出電容)，模擬控制器仍需要更多的外部元件。這是因為數(shù)字控制器集成了許多功能和特性，而這些功能和特性沒有集成在模擬控制器內(nèi)。數(shù)字控制器減少了十幾個元件。在實際實現(xiàn)中，數(shù)字控制器已被證明，在中高度復(fù)雜設(shè)計中可以減少多達(dá)60％的外部元件。

2. 穩(wěn)定性

顯示了一個典型的電源轉(zhuǎn)換電路。該電源轉(zhuǎn)換器包括一個帶有固定調(diào)制增益Gfix的PWM控制器、高側(cè)和低側(cè)開關(guān)，輸出級包含一個電感器和一個或多個電容，一個負(fù)載，以及反饋或控制回路。在這種情況下，反饋控制顯示為Type 3(或III)放大器，但可以是任何反饋控制器。控制回路的用途是將輸出與一個已知參考、VR進(jìn)行比較，并調(diào)整PWM信號來糾正輸出和參考之間的差額。

除了減少元件數(shù)量方面的優(yōu)勢之外，數(shù)字化還提供了進(jìn)一步的優(yōu)勢，即集成的元件值可表示為存儲在數(shù)字寄存器中的值。這有助于根據(jù)設(shè)計的不同方便地改變這些值，甚至隨時改變，或適應(yīng)不斷變化的條件。

控制系統(tǒng)做出的任何改變都會對系統(tǒng)引入一種干擾。為實現(xiàn)一個強(qiáng)大而實用的系統(tǒng)，在這種干擾存在的條件下系統(tǒng)必須保持穩(wěn)定。事實上，它必須在存在一大堆干擾的條件下保持穩(wěn)定，包括輸入電壓變化、負(fù)載變化，甚至溫度變化等等。

我們可以通過反饋路徑增益如何接近-1來描述系統(tǒng)的穩(wěn)定性。也就是說，在增益接近-1的條件下，反饋有多接近。由于相對于輸出，反饋有一個幅度(增益)和相位，我們可以用增益裕度和相位裕度來表達(dá)穩(wěn)定性，這里的增益裕度是在相位為180度時，測得的相對于單位增益的增益大小有多大，以及在增益為單位增益時，相位裕度是如何接近相對于180度的相位。

相位裕度和增益裕度可以通過奈奎斯特(Nyquist)圖或波特(Bode)圖來確定。由于波特圖有一個容易讀取的頻率范圍，因此是一個方便的工具，這將在本文中使用。

如果沒有反饋，圖5所示系統(tǒng)的簡化傳遞函數(shù)可以表示為：

其中：

ωesr是輸出電容esr產(chǎn)生的零點，ωn是輸出級的固有頻率，Q是輸出級的品質(zhì)因數(shù)。

為達(dá)到本文的目的，我們將忽略電容esr零點的貢獻(xiàn)，并重點關(guān)注傳遞函數(shù)的其余極點。也就是說，讓我們來重點關(guān)注傳遞函數(shù)：

這個方程有兩個極點。對于Q<0.5(阻尼情況下)，兩個極點都是實數(shù)。對于Q>0.5(欠阻尼情況下)，兩極為復(fù)共軛。

對于一階，Q值可以近似表示為：

對于1V輸出，一個電感為1μH，一個電容為100μFd，對應(yīng)于1安培輸出的Q值為10，對應(yīng)于10安培輸出的Q值為1，而對應(yīng)于25安培輸出電流的Q值為0.4。

這個方程的波特圖的Gfix等于5，ωn等于16000 Hz，所示的幾個Q值是：10、1和0.4。在這個波特圖中，顯示了相對于180度的相位，所以相位裕量可以在增益是單位增益的頻率下通過觀察相位曲線的值直接讀取。

一個典型的可接受最低相位裕度為45度。這個水平可通過相圖的虛線來表示。

在三種情況下，單位增益的交叉頻率范圍約為30kHz到40kHz。同樣可以很容易地看出，高Q值(>0.5，欠阻尼)情況下的相位裕度低于45度的限制。由于這個器件接近邊緣的或甚至不能接受的相位裕度，需要進(jìn)行補(bǔ)償來調(diào)整系統(tǒng)響應(yīng)以達(dá)到(更加)穩(wěn)定的情形。

顯示了“Type III”補(bǔ)償，這往往被用在一個模擬電壓模式控制器反饋回路當(dāng)中。請注意，這里有6個電路元件、3個電阻和3個電容，他們是回路補(bǔ)償所必須的。

這個網(wǎng)絡(luò)可以為系統(tǒng)響應(yīng)帶來兩個實數(shù)零點、3個極點(包括在零點的極點)。這些零點可用來補(bǔ)償輸出功率級(電感器和電容器)的兩個極點。一個極點用來補(bǔ)償電容esr，第二個極點用來確保高頻率的低增益。

這個網(wǎng)絡(luò)的一個限制其實在于它提供了實數(shù)零點，以補(bǔ)償輸出級的極點。正如上文已經(jīng)指出的那樣，輸出級的極點只對低Q值輸出級是實數(shù)。對于Q>0.5，極點是復(fù)數(shù)，而隨著Q值的增加，實數(shù)零點在補(bǔ)償復(fù)數(shù)極點方面變得越來越無能為力。

數(shù)字控制為補(bǔ)償提供了成熟和復(fù)雜方式的能力，本文將集中于一個簡單的PID濾波器，如圖8所示。這個數(shù)字濾波器采用了誤差信號，比例信號之和及比例延遲采樣的誤差信號，再加上積分輸出實現(xiàn)補(bǔ)償器。三個增益系數(shù)用來調(diào)整補(bǔ)償。

該濾波器的傳遞函數(shù)通過下式給出：

其中A、B和C是各抽頭(tap)的增益系數(shù)，分母的第一項為信號路徑延遲，分母的第二項為加法級輸出的累加器，T是PWM的開關(guān)頻率。

可以看到，這種補(bǔ)償有兩個零點，一個極點在零，另一個極在無窮大。這兩個零點可用來彌補(bǔ)器件輸出級的兩個極點。這些零點作為二次方程的解出現(xiàn)在分子中。因此，視A、B和C值的不同，可以有兩個實數(shù)零點或一對復(fù)共軛零點。因此數(shù)字PID補(bǔ)償不僅可以提供與Type III同等的模擬補(bǔ)償，而且也可提供復(fù)數(shù)零點，這更適合補(bǔ)償復(fù)數(shù)極點。

顯示了這兩種補(bǔ)償方法的標(biāo)稱差別。左圖是一個用采用type III補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的模擬控制器進(jìn)行補(bǔ)償?shù)碾娫崔D(zhuǎn)換器的波特圖。雖然實現(xiàn)了滿意的增益和相位裕量，帶寬不得不大幅度減少。右圖是一個沒有采用數(shù)字補(bǔ)償?shù)耐粋€系統(tǒng)的波特圖。請注意，數(shù)字補(bǔ)償器中的復(fù)數(shù)零點最好使用復(fù)數(shù)極點進(jìn)行補(bǔ)償，這不僅可以產(chǎn)生令人滿意的增益和相位裕量，而且還可以通過單位增益交叉頻率確定一個令人滿意的帶寬。

因此，數(shù)字補(bǔ)償提供了一個比模擬補(bǔ)償更好的補(bǔ)償。此外，在使用數(shù)字補(bǔ)償時，可以省去五六個元件。最后一點，人們還認(rèn)為數(shù)字補(bǔ)償很容易根據(jù)設(shè)計的不同而改變，甚至可以隨時改變。

3. 更高的效率

可以在電源控制器中調(diào)整若干參數(shù)以優(yōu)化效率。在模擬控制器中，這些參數(shù)都是靜態(tài)的，通常為某些點的應(yīng)用而設(shè)計，盡管人們認(rèn)識到幾乎沒有應(yīng)用是運(yùn)行在一個設(shè)計點。

數(shù)字控制器可提供更多的優(yōu)勢，能夠調(diào)整這些參數(shù)，根據(jù)環(huán)境、負(fù)載或元件的條件來適應(yīng)運(yùn)行。因此，數(shù)字電源可以比模擬提供更高的效率和更好的性能。

為優(yōu)化控制器效率，需要一個檢測元件來確定轉(zhuǎn)換器的相對損耗。需要相對損耗的意義在于，我們要知道變更參數(shù)后，是否增加損耗或減少損耗。一個好的損耗測量能夠利用開關(guān)轉(zhuǎn)換器的戴維南(Thevenin)等效電路來確定，這里的電壓源，如衍生的降壓拓?fù)?，是用輸入電壓乘PWM的占空比。在無損轉(zhuǎn)換器中，戴維南阻抗應(yīng)該為零，輸出可以簡單地用輸入電壓乘占空比。但是，在有損轉(zhuǎn)換器中，戴維南阻抗的電阻元件均不為零，必須增加占空比來克服這種損耗，以維持所需的輸出電壓。也就是說，在有損耗的情況下，占空比大于無損的情況。事實上，損耗越高，占空比也越高。因此，占空比測量可以被用來確定轉(zhuǎn)換器中的相對損耗。如圖10所示，圖中來自實際降壓轉(zhuǎn)換器的占空比(5Vin，0.6Vout)是隨負(fù)載電流的變化作為損耗的函數(shù)測得的。

因此，由于占空比可以作為測量相對損耗的方法使用，可以在數(shù)字實現(xiàn)過程中改變參數(shù)，并對占空比的影響情況進(jìn)行監(jiān)測。如果占空比增加，則可以在相反的方向調(diào)整參數(shù)，可以減少占空比(和相對損耗)。

死區(qū)時間是高側(cè)FET關(guān)斷和低側(cè)FET導(dǎo)通之間的時間，反之亦然。如果死區(qū)時間過長，體二極管導(dǎo)通代表可能會出現(xiàn)損耗。如果死區(qū)時間太短，那么就可能發(fā)生交叉導(dǎo)通，也引入了損耗，如圖11所示。

在大多數(shù)設(shè)計中，最佳死區(qū)時間不是固定值。圖12顯示了幾種情況下低側(cè)柵極信號和開關(guān)節(jié)點的波形。上圖為60納秒時的固定死區(qū)時間。左上圖是電流為1安培的情況，右上圖是20安培負(fù)載電流的情況。請注意，也就是說，波形之間的相對差額在中電壓范圍。還要注意，在20安培情況下，開關(guān)節(jié)點電壓中有一些下沖，這表明死區(qū)時間過長(導(dǎo)致體二極管導(dǎo)通)。

下圖有12納秒的固定死區(qū)時間。請注意，在這種情況下，在電流函數(shù)痕跡之間差別不大。因此，理想的死區(qū)時間可能無法由一定的電壓波形來確定。理想的死區(qū)時間很可能是負(fù)載電流的一個函數(shù)。請注意，開關(guān)節(jié)點電壓過沖說明有交叉導(dǎo)通，即這種情況說明死區(qū)時間太短。

顯示了分別使用60納秒和28納秒最佳死區(qū)時間設(shè)置的1安培和20安培的波形。請注意，開關(guān)節(jié)點的下沖或過沖較少。

因為我們知道，相對損耗可以通過占空比測得，數(shù)字控制可以改變死區(qū)時間，同時觀察占空比，從而優(yōu)化了轉(zhuǎn)換器的效率。該算法可優(yōu)化隨負(fù)載變化，以及溫度變化，及器件老化的效率，得到最佳效率。

顯示了使用模擬控制器(下曲線)和使用相同功率傳送元件(FET、電感和電容)的Intersil的數(shù)字控制器(上曲線)的比較。在本例中，數(shù)字方式可以提供5％的效率增益，這代表可以減少超過25％的損耗。

提高效率的另一個區(qū)域是當(dāng)平均電流小于紋波電流一半時，對低側(cè)FET導(dǎo)通時間進(jìn)行計時。在同步整流中，低側(cè)FET保持導(dǎo)通，允許電流逆向進(jìn)入電感。這意味著RMS電流比平均電流要高。事實上，即使沒有平均電流，RMS電流仍然很高。由于環(huán)流的結(jié)果會出現(xiàn)損耗。一種解決方案是改變低側(cè)FET的導(dǎo)通時間來優(yōu)化效率。

顯示了這樣的事實，如果低側(cè)FET導(dǎo)通時間太長，反向電流就會導(dǎo)致較高的損耗。如果低側(cè)FET的導(dǎo)通時間太短，則低側(cè)FET體二極管的電流導(dǎo)通。還有一個優(yōu)化低側(cè)FET計時的方法，可以使用如上所述的占空比觀測技術(shù)確定最佳計時。

顯示了利用這項技術(shù)與同步整流相比減少的相對損耗。在二極管仿真情況下，非常低的電流的急劇變化是由于轉(zhuǎn)換到數(shù)字控制器中脈沖省略模式。

這些例子說明了數(shù)字控制在效率方面表現(xiàn)優(yōu)于模擬。

本文小結(jié)

在本文中，我們已說明了數(shù)字電源控制優(yōu)于傳統(tǒng)模擬控制的許多方面。雖然數(shù)字控制尚不能完全接管模擬控制的市場，但我們相信，數(shù)字控制大有前途，而設(shè)計者們會發(fā)現(xiàn)采用數(shù)字電源控制器的設(shè)計越來越得心應(yīng)手。

發(fā)布者：小宇