DC/DC變換器中輸出濾波器的比較

摘要：輸出濾波器是DC/DC變換器中的重要組成部分，與變換器的動態(tài)性能、整機(jī)體積和成本等性能指標(biāo)密切相關(guān)。在滿足技術(shù)指標(biāo)的前提下，濾波元件的取值越小，對變換器整機(jī)性能的提高越有利，越能提高變換器的功率密度。在考慮開關(guān)頻率和軟開關(guān)技術(shù)等因素的情況下，對不同DC/DC變換器拓?fù)渲械腖C輸出濾波器進(jìn)行了比較。結(jié)果表明，從輸出濾波器角度出發(fā)，某些變換器拓?fù)渚哂忻黠@的優(yōu)勢。

關(guān)鍵詞：輸出濾波器；體積；比較；DC/DC變換

1引言

輸出濾波器作為DC/DC變換器中的重要組成部分，通過其低通濾波作用，濾除整流級電壓的高頻諧波成分，給負(fù)載提供接近恒定的直流電壓，對變換器的性能和整機(jī)的體積重量有著很大的影響。在DC/DC變換器拓?fù)渲?，輸出濾波器通常采用基本的LC低通濾波器結(jié)構(gòu)。其中，濾波元件L、C的取值主要由變換器拓?fù)湫问胶洼敵鲭妷阂鬀Q定。

輸出濾波器對變換器的動態(tài)性能的影響較大。對應(yīng)于頻域分析，一個(gè)LC濾波電路結(jié)構(gòu)在其L、C諧振頻率處引入了雙極點(diǎn)，并由于濾波電容的ESR（等效串聯(lián)電阻）又引入了一個(gè)零點(diǎn)。而這一雙極點(diǎn)的頻率一般都比電路中其它因素引入的極點(diǎn)頻率低，因此變換器的動態(tài)性能往往由LC濾波環(huán)節(jié)參數(shù)決定。隨著L、C取值的降低，變換器功率級的動態(tài)響應(yīng)可以得到顯著的提高。

而且，實(shí)際變換器整機(jī)的高度是由其PCB上最高的元器件決定的，而電感等磁性元件和大電解濾波電容器往往是PCB上最高的元器件，隨著變換器小型化、超薄化的發(fā)展趨勢，為了能使變換器實(shí)現(xiàn)對空間的最大利用，希望電抗元件L、C的取值越小越好。而且，較小取值的L、C濾波元件一般也對應(yīng)著較低的成本。可見，在濾波器參數(shù)的選擇中，L、C取值較小具有很大的優(yōu)勢。

提高開關(guān)頻率是減小濾波元件L、C取值的有效途徑之一。但隨著開關(guān)頻率的提高，必然會使開關(guān)損耗和鐵心損耗的影響更加突出。也即，提高開關(guān)頻率受到變換器拓?fù)浼伴_關(guān)器件、磁性元件的限制。為此，可以考慮采用軟開關(guān)技術(shù)，使得開關(guān)頻率得以提高，從而進(jìn)一步減小濾波元件的體積。 本篇結(jié)合半波整流和全波整流方式，對恒頻PWM變換器和諧振類變換器中的整流級電壓進(jìn)行了歸類，在考慮諧波含量、開關(guān)頻率、軟開關(guān)技術(shù)的情況下，對不同變換器拓?fù)渲械腖C輸出濾波器的大小進(jìn)行了比較。

 

 

2整流級電壓波形

2.1整流級電壓波形分類

根據(jù)圖1所示變換拓?fù)涞牟煌?，整流級電壓波形uR大致可分為五種類型，如圖2所示。

1）第1類如圖2(a)所示。這類電壓波形由PWM變換器（如正激式）中的半波整流得到。這類拓?fù)溆捎谧儔浩麒F心去磁等問題，最大占空比Dmax一般不超過0.5。

2）第2類如圖2(b)所示。這類電壓波形由PWM變換器（如橋式、推挽、移相全橋等）中的全波整流得到。全波整流方式使得這些拓?fù)渲姓骷夒妷翰ㄐ蔚念l率為開關(guān)頻率的兩倍，大大減小了輸出濾波器的體積。

3）第3類如圖2(c)所示。這類電壓波形由互補(bǔ)控制半橋等PWM變換器得到，整流電路仍為全波整流形式，但加在整流級的電壓波形并不對稱。開關(guān)管Dmax為0.5，且對應(yīng)D=0.5時(shí)，加于濾波器上的電壓是直流。

4）第4類如圖2(d)所示。雖然大多數(shù)諧振變換器工作于變頻方式，輸出電壓通過變頻來調(diào)節(jié)。但輸出濾波器必須按照變換器的最低工作頻率來設(shè)計(jì)，因此半波整流方式的諧振變換器(如準(zhǔn)諧振變換器和多諧變換器)可以用這類波形來近似表示。

5）第5類如圖2(e)所示。該類電壓波形由全波整流諧振變換器（如并聯(lián)諧振變換器、串聯(lián)諧振變換器和串－并聯(lián)諧振變換器）產(chǎn)生，輸出電壓仍通過變頻方式來調(diào)節(jié)。整流級電壓波形幾乎保持不變，輸入電壓變化和負(fù)載變化時(shí)，該類波形電壓峰值的變化很小。

2.2整流級電壓波形分析

圖2中的5類電壓波形均可視為是由其直流分量（等于輸出電壓Uo）與高頻諧波分量疊加而成的。在以下對濾波器的比較中，假定濾波元件大小由各電壓波形的首次非零諧波的幅值和頻率來決定。在圖2中，可以看到，在相等的開關(guān)頻率下，第2類和第5類整流級電壓波形的頻率為其它類電壓波形頻率的2倍，因此在相等的開關(guān)頻率下，這兩類電壓波形不含有奇次諧波。

對于恒頻PWM變換器而言，最常用的控制參量是占空比D；對于諧振類變換器而言，最常用的控制參量是頻率f。為便于對以上5類電壓波形諧波的幅值進(jìn)行比較，我們對D和f這2個(gè)控制參量進(jìn)行了歸一化處理，用λ來統(tǒng)一表示。在前3類電壓波形對應(yīng)的變換器中，λ=D；對于第4類電壓波形，λ等于歸一化的開關(guān)頻率(f/2fr)，其中fr為等效正弦半波的諧振頻率；對于第5類電壓波形，λ等于歸一化的開關(guān)頻率(f/fr)。從而歸一化參量λ從0到1變化。

3濾波器大小的比較

3.1諧波含量的量度—K(λ)

首先，定義K(λ)為各電壓波形首次非零諧波的幅值與其直流分量的比值。從而可以根據(jù)這一歸一化

 

 

圖2整流級電壓波形

 

 

(a)半波整流

 

 

(b)全波整流

 

 

圖1整流方式

 

 

(c)第3類

 

 

(b)第2類

 

 

(a)第1類

 

 

(e)第5類

 

 

(d)第4類

 

 

DC/DC變換器中輸出濾波器的比較

 

 

圖35類電壓波形K(λ)與λ的關(guān)系曲線

 

 

的函數(shù)K(λ)來對各種變換器拓?fù)渲袨V波元件的體積進(jìn)行比較。表1給出了各類電壓波形的平均值、1次諧波、2次諧波表達(dá)式及諧波的一般表達(dá)式。

從表1中，可以得到5類整流級電壓波形所對應(yīng)的K(λ)分別如式(1)～式（5）所示。K1(λ)=(1)K2(λ)=(2)K3(λ)=·(3)K4(λ)=(4)K5(λ)=(5)

上述5類電壓波形K(λ)與λ的對應(yīng)關(guān)系曲線如圖3所示。K(λ)=0表示該工作點(diǎn)處，諧波幅值為零。

對于第1類波形（正激類），當(dāng)λ=1時(shí)，整流級電壓波形為直流；

對于第2和第3類波形，當(dāng)λ=0.5時(shí)，整流級電壓波形為直流；[!--empirenews.page--]

對于第4類波形，當(dāng)λ=1時(shí)，K4(λ)達(dá)到最低值。此時(shí)，圖2(d)的正弦半波電壓波形將占滿整個(gè)周期，電壓波形與第五類波形相似；

對于第5類波形，在整個(gè)頻率變化范圍內(nèi)，K5(λ)恒等于2/3。

通過K1(λ)與K4(λ)的比較可見，在整流級電壓的直流分量和導(dǎo)通時(shí)間相同的情況下，PWM變換器產(chǎn)生的方波比諧振變換器產(chǎn)生的正弦半波更容易濾波。

由上分析可知，K(λ)值越低，所需的濾波元件L、C值越小。因此，從濾波器大小的角度考慮，變換器應(yīng)當(dāng)盡可能設(shè)計(jì)工作在較低的K(λ)值下。但K(λ)往往受到電路拓?fù)涞南拗?，不能達(dá)到理論分析的最低值。常見的如在正激變換器中，因?yàn)橐壑钥紤]變壓器鐵心去磁和功率管的電壓應(yīng)力，因此占空比不能取得太高，從而限制了K4(λ)的取小。

3.2濾波元件大小的比較—LC(λ)

在比較濾波器電抗元件大小時(shí)，必須注意兩個(gè)重要的參量：

1）整流級電壓波形的首次非零諧波的幅值〔用

K(λ)表示〕；

2）該非零諧波的頻率。

對于一個(gè)LC輸出濾波器，可以從以上兩個(gè)方面出發(fā)，來提高其轉(zhuǎn)折頻率，從而減小濾波元件L、C的取值大小。具體描述如下：

1）如果能夠降低整流級電壓波形的首次非零諧波的幅值，則可以在保證相同輸出電壓紋波的情況下，適當(dāng)提高濾波器在諧波頻率處的增益，也即濾波器的轉(zhuǎn)折頻率得以適當(dāng)提高（如圖4，從A點(diǎn)移動到B點(diǎn)）；

2）如果能夠提高首次非零諧波的頻率（如圖4，從A點(diǎn)移動到C點(diǎn)），濾波器轉(zhuǎn)折頻率也得以提高，從而只需較小的濾波元件。

如在第2類和第5類電壓波形中，所要濾除的首次非零諧波，其頻率是開關(guān)頻率的兩倍，因而這兩類拓?fù)渲袨V波元件LC的乘積可以減小為其它類電壓波形對應(yīng)取值的1/4。

 

 

表1電壓波形的直流分量、諧波含量與控制參量λ的關(guān)系

 

 

第1類第2類第3類第4類第5類
平均值
一次諧波00
二次諧波
總表達(dá)式

 

 

2Upλ

 

 

 

 

 

 

 

 

 

sin(λπ)

 

 

Upλ

 

 

2Upλ

 

 

sin(2λπ)

 

sin(nλπ)

 

sin(2λπ)

 

sin(nλπ)(1＋cosnπ)

 

·sin(λπ)

 

·sin(2λπ)

 

·sin(nλπ)

 

·

 

·

 

·

 

 

 

 

·

 

 

 

 

 

 

圖4理想LC濾波器的波特圖

 

 

圖5歸一化的LC濾波器參數(shù)

 

 

為了對圖2中各種電壓波形在獲得相同輸出電壓紋波時(shí)，所用輸出濾波器的體積進(jìn)行比較直觀的比較，考慮首次非零諧波的幅值和頻率，對濾波參數(shù)LC乘積進(jìn)行了歸一化處理。分別如式（6）～式（10）所示。其對應(yīng)的關(guān)系示于圖5中。LC1(λ)=（6）LC2(λ)=（7）LC3(λ)=·（8）LC4(λ)=（9）LC5(λ)=（10）

從以上分析，可以直觀地看到：

1）第1類正激式變換器中Dmax一般不超過0.5，而且受開關(guān)損耗等因素的制約，開關(guān)頻率不能取得太高，因此濾波元件LC的取值不能太小。

2）第2類在這類變換器中，整流級電壓的頻率是開關(guān)頻率的2倍。而且，在移相控制全橋等典型變換器中，很容易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，因此可以適當(dāng)?shù)靥岣唛_關(guān)頻率，從而大大減小濾波元件LC的乘積值?？梢?，從輸出濾波器體積這一角度出發(fā)，在恒頻應(yīng)用場合，這類拓?fù)涫亲詈玫倪x擇之一。

3）第3類從整流級電壓的諧波分量來看，該類拓?fù)渚哂凶顑?yōu)的電壓波形。整流級電壓uR去除直流分量外，諧波分量電壓幅值很小。該類變換器的最佳工作點(diǎn)對應(yīng)D=0.5。而且互補(bǔ)控制半橋變換器可以設(shè)計(jì)成零電壓開關(guān)，從而容許適當(dāng)提高開關(guān)頻率。因此只需兩個(gè)開關(guān)管的互補(bǔ)控制半橋變換器對于輸入電壓變化范圍不太寬的場合，從整機(jī)體積考慮，是較好的選擇。

4）第4類在同頻率下進(jìn)行比較，這類電壓波形的諧波含量最大。但由于獲得這類電壓波形的諧振變換器中開關(guān)損耗相對較小，因而開關(guān)頻率可以適當(dāng)提高，從而減小濾波元件的體積。 5）第5類全波整流方式使得整流級電壓產(chǎn)生了倍頻效應(yīng)，而且諧振工作方式又使得開關(guān)頻率的提高成為可能，因而對該類整流級電壓進(jìn)行濾波，所用的濾波元件往往具有最小的體積。但產(chǎn)生第4類和第5類電壓波形的諧振變換器主要缺點(diǎn)是變換器的循環(huán)能量較大，使得變換效率降低，而且功率器件應(yīng)力高，因此限制了這些拓?fù)涞膽?yīng)用場合。

由以上分析可知，LC濾波元件大小與整流級電壓波形和變換器的開關(guān)頻率有關(guān)。在恒頻PWM開關(guān)變換器中，移相全橋和互補(bǔ)控制半橋具有較好的整流級電壓波形，而且因?yàn)檐涢_關(guān)的實(shí)現(xiàn)，允許采用較高的開關(guān)頻率從而又可進(jìn)一步減小輸出濾波元件大小。諧振變換器因開關(guān)頻率可以取得較高，也可采用較小的濾波元件。

4設(shè)計(jì)結(jié)果比較

為了使比較的結(jié)果更接近實(shí)際，根據(jù)以下的技術(shù)指標(biāo)，分別對代表幾類整流級電壓波形的五種變換器進(jìn)行了設(shè)計(jì)。在參數(shù)設(shè)計(jì)中，恒頻PWM變換器的開關(guān)頻率選擇為fs=100kHz；諧振類變換器的fsmin=300kHz。

變換器技術(shù)指標(biāo)如下：

輸入電壓Uin40～60V[!--empirenews.page--]輸出電壓Uo3.3V

輸出電流10A

輸出電壓紋波33mV

開關(guān)頻率fs100kHz（PWM類變換器）；300kHz(fsmin)（諧振類變換器）

1）第1類有源箝位正激變換器，如圖6所示。

CCM工作模式下，正激變換器的輸入電壓Uin與輸出電壓Uo之間的關(guān)系可表示為

 

 

DC/DC變換器中輸出濾波器的比較

 

 

圖6有源箝位正激變換器

 

 

圖7移相控制全橋變換器

 

 

圖8互補(bǔ)控制半橋變換器

 

 

(a)主電路

 

 

(b)主要工作波形

 

 

Uo=D（11）
式中：n為變壓器T的匝比。

在正激變換器的設(shè)計(jì)中，Dmax的選擇不僅影響輸出濾波器的設(shè)計(jì)，而且對功率管的電壓應(yīng)力也有較大的影響。出于折衷考慮，通常取Dmax為0.5。表2給出了該變換器中隨輸入電壓變化時(shí)，占空比的變化情況以及對應(yīng)輸出濾波電容取為47μF理想電容(為便于比較，以下類型的變換器中，濾波電容也取為同一值)時(shí)，當(dāng)滿足33mV輸出電壓紋波要求時(shí)，每一占空比所對應(yīng)的濾波電感取值情況。

表2第1類的濾波器電感值匝比n=640V50V60V
占空比D0.500.400.33
電感(μH)13.3015.9617.82
2）第2類移相控制全橋變換器，如圖7所示。

CCM工作模式下，移相控制全橋變換器的輸入電壓Uin與輸出電壓Uo之間的關(guān)系可表示為Uo=D(12)

這里Dmax=0.5。表3給出了占空比和所需輸出濾波電感值隨輸入電壓變化時(shí)的對應(yīng)關(guān)系。 表3第2類的濾波器電感值匝比n=1240V50V60V
占空比D0.500.400.33
電感(μH)01.332.26
3）第3類互補(bǔ)控制半橋變換器

如圖8(a)所示，為互補(bǔ)控制半橋變換器。其主電路的形式和傳統(tǒng)對稱半橋相同，只是控制方法不同，兩只功率管S1、S2在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)交替互補(bǔ)導(dǎo)通，隨著占空比的變化，分壓電容上的電壓也相應(yīng)地發(fā)生變化來保持變壓器伏秒積的平衡。該變換器的主要波形如圖8(b)所示。而且在兩管換流的死區(qū)時(shí)間內(nèi)，通過變壓器的漏感和MOSFET寄生輸出電容之間的諧振，可以實(shí)現(xiàn)功率管的零電壓開通。這一拓?fù)涞闹饕秉c(diǎn)在于對輸入電壓變化比較敏感，不適合用于輸入電壓變化范圍寬的場合。 CCM工作模式下，互補(bǔ)控制半橋變換器的輸入電壓Uin與輸出電壓Uo之間的關(guān)系可表示為Uo=D(1－D)(13)

這里Dmax=0.5。表4給出了占空比和所需濾波電感值隨輸入電壓變化時(shí)的對應(yīng)關(guān)系。

表4第3類的濾波器電感值匝比n=640V50V60V
占空比D0.500.270.21
電感(μH)06.127.71
4）第4類多諧正激變換器

多諧正激變換器中整流級電壓諧波含量與諧振頻率和開關(guān)頻率的比值有關(guān)。輸出濾波器按最低的開

 

 

 

 

開關(guān)整流器的工裝方式

 

 

關(guān)頻率(300kHz)來設(shè)計(jì)。在此最低開關(guān)頻率處要達(dá)到濾波要求，輸出濾波電感至少取值為1.86μH。

5）第5類并聯(lián)諧振變換器

并聯(lián)諧振變換器中，全波整流方式使得整流級電壓的最低頻率提高為600kHz。這使得在最低開關(guān)頻率處要達(dá)到濾波要求時(shí)，輸出濾波電感值只需大于200nH即可。

為便于比較，設(shè)計(jì)制作電感時(shí)，均取相同的電流密度j（5A/mm2），以及相同的最大磁密Bm（0.3T），選用Philips公司的3F3磁性材料，設(shè)計(jì)結(jié)果如表5所示。

表5輸出濾波電感的鐵心大小電容C=47μF電感量(μH)鐵心尺寸
第1類17.82RM10
第2類2.26RM6
第3類7.71RM8
第4類1.86RM6
第5類0.20RM4
設(shè)計(jì)結(jié)果表明：第5類變換器所用的輸出濾波電感體積最??；第4類變換器因開關(guān)頻率較高也具有較小的輸出濾波電感。在恒頻PWM變換器中，從輸出濾波元件大小角度考慮，第2類變換器是最優(yōu)的。第3類變換器由于占空比變化范圍較寬所需的鐵心體積較大。第1類變換器所需的鐵心體積最大。

5結(jié)語

本文給出了不同的DC/DC變換器拓?fù)渲蠰C輸出濾波器大小的比較分析。根據(jù)加到輸出濾波器前的整流級電壓波形，把這些DC/DC變換器劃分為5類，并從整流級電壓波形的諧波含量和頻率出發(fā)，對滿足相同技術(shù)指標(biāo)條件下各類變換器中所需的輸出濾波元件進(jìn)行了比較。

結(jié)果表明，移相控制全橋變換器和互補(bǔ)控制半橋變換器在恒頻PWM工作的DC/DC變換器中具有最小的輸出濾波器。應(yīng)用全波整流方式的諧振變換器也具有較小的輸出濾波器，但存在循環(huán)能量高、開關(guān)管應(yīng)力大等缺陷。本文分析結(jié)果有助于DC/DC變換器拓?fù)涞暮侠磉x擇。