多路輸出正激式變換器耦合濾波電感的設(shè)計(jì)

摘要：分析了具有耦合濾波電感的多輸出正激式開關(guān)電源電路，對比了有耦合和無耦合濾波電感對電路參數(shù)的影響，介紹了耦合濾波電感的設(shè)計(jì)方法。

1引言

　　近年來高頻開關(guān)電源在電子產(chǎn)品中得到廣泛應(yīng)用。正激式DC/DC變換器以其輸出紋波小、對開關(guān)管的要求較低等優(yōu)點(diǎn)而適合于低壓、大電流、功率較大的場合。但正激變換器對輸出電感的設(shè)計(jì)有較高要求，特別在多路輸出的情況。

　　本文分析對比正激變換器多路輸出濾波電感采用獨(dú)立方式和耦合方式的不同特點(diǎn)，討論了耦合電感的設(shè)計(jì)方法，給出了一個(gè)設(shè)計(jì)實(shí)例，并給出仿真及試驗(yàn)結(jié)果。

2正激變換器普通多路輸出的分析

　　圖1所示為180W正激變換器的變壓器及輸出部分。兩路輸出分別采用無耦合的濾波電感。其一路輸出UO1為：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1)

　　式（1）中，D為初級開關(guān)脈沖的占空比，UV1a、UV1b分別為整流二極管和續(xù)流二極管的壓降，并假設(shè)它們相等。

　　該電路L的最小值一般由所需維持最小負(fù)載電流的要求決定，而電感L中的電流又分連續(xù)和不連續(xù)兩種工作情況。如果負(fù)載電流IO逐步降低，L中的波動(dòng)電流最小值剛好為0時(shí)，即定義為臨界情況。在控制環(huán)中，連續(xù)狀況的傳遞函數(shù)有兩個(gè)極點(diǎn)，不連續(xù)狀況只有一個(gè)極點(diǎn)。因而在臨界點(diǎn)上下，傳遞函數(shù)是突變的。圖1電路的Uin1,Uin2繞組通常都為緊耦合狀態(tài)，而每一路LC濾波器的串聯(lián)諧振頻率不相同，這一情況將使控制環(huán)在連續(xù)狀況時(shí)傳遞函數(shù)增加新的極點(diǎn)。

　　在多路輸出時(shí)，如果輔助輸出電壓要保持在一定的穩(wěn)定范圍內(nèi)，則主輸出的電感必須一直超過臨界值，即一直處于連續(xù)狀態(tài)。從性能上講，L過大限制了輸出電流的最大變化率，而且?guī)е绷麟娏鬟\(yùn)行的大電感造價(jià)昂貴。

　　在圖1所示的電路中，當(dāng)UO1保持5V不變時(shí)，隨著UO2負(fù)載上的突然變化，其15.8V的電壓有可能突變4V～5V，且在經(jīng)過數(shù)十至數(shù)百毫秒后才能恢復(fù)。

圖1獨(dú)立濾波電感兩路輸出正激變換器

圖2耦合濾波電感的兩路輸出正激變換器

圖3

圖4圖3電路的歸一化電路

圖5圖4電路的重新排列

　　為了簡化設(shè)計(jì)，通常都使電感電流工作于連續(xù)狀態(tài)。當(dāng)負(fù)載電流變化較大時(shí)，甚至在出現(xiàn)負(fù)載電流為零的場合下為使電路仍可以正常工作，則可在每路輸出接入一固定負(fù)載。

3多路輸出正激變換器耦合濾波電感的分析

　　對照圖1和圖2電路，圖2電路的L1、L2為繞在同一磁芯上的電感，且匝數(shù)比與Uin1、Uin2的匝數(shù)比相同，同名端如圖所示。

　　設(shè)：UV1a=UV1b=UV1=0.6V

UV2a=UV2b=UV2=1.0V

D=0.4UO1=5Vn=N2/N1=3:1

則有：Uin1=(UO1＋UV1)/D=5.6V/0.4

=14Vp?p(2)

Uin2=Uin1·n=14×3=42Vp?p(3)

UO2=Uin2·D－UV2=42×0.4－1.0=15.8V

　　在初級開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)

UL1=Uin1－UV1－UO1=14－0.6－5=8.4V(4)

UL2=Uin2－UV2－UO2=42－1.0－15.8=25.2V(5)

　　在初級開關(guān)管截止時(shí)

UL1=－UD1－UV1=－0.6－5=－5.6V(6)

UL2=－UD2－UV2=－1.0－15.8=－16.8V(7)

　　注意：不論初級開關(guān)管導(dǎo)通還是截止，應(yīng)保證UL2/UL1總是為3∶1。如果耦合電感L2、L1的匝數(shù)比不能保證為3∶1，則在UO1和UO2之間存在附加的電流流動(dòng)，從而在其輸出產(chǎn)生很大的輸出紋波。〔3〕 [!--empirenews.page--]

　　為了便于分析，將圖2中主變壓器的兩個(gè)輸出繞組用兩個(gè)脈沖電壓源所取代，則可簡化如圖3所示。再將圖3電路歸一化，如圖4所示。

　　圖4電路中，N2′=N2/n=N1

Uin2′=Uin2/n=Uin1

UV2′=UV2/n=1/3=0.33V

UO2′=UO2/n=15.8/3=5.27V

IO2′=IO2·n=5×3=15A

L2′=L2/n2

C2′=C2·n2

ERS2′=ERS2/n2

　　圖2至圖5的歸一化簡化分析適用于獨(dú)立電感和耦合電感的情況。對于耦合電感電路，圖5中的L1和L2′在同一個(gè)磁芯上有相同的歸一化匝數(shù)，因此它有相同的歸一化互感值及相同的感應(yīng)電壓/匝數(shù)比。因此L1和L2′可合成一個(gè)互感Lm，如圖6所示。

圖6電路的互感、漏感等效電路

紋波電流進(jìn)入U(xiǎn)02‘的情況

圖8 圖7電路的歸一化小信號模型

圖9電感無耦合和有耦合的兩路輸出結(jié)果的仿真對比

　　由于電感的耦合不是百分之百，總存在漏感及外部電路的引線電感。這種影響可用L11和L12′表示。實(shí)際上Lm比L11或L12′大得多。即使在開關(guān)頻率上，Lm的阻抗值比輸出電容（包括ESR）的阻抗值也大得多。所以，歸一化紋波電流總的大小由Lm決定。而進(jìn)入各路輸出的紋波電流則由L11和L12′決定。換言之，歸一化紋波電流可以不同的比例分別流入不同的輸出，甚至可以一路的歸一化紋波電流為0，這完全取決于圖6電路中L11和L12′的值。

　　如果希望紋波電流大部分流入高壓輸出UO2′這一路，則要求L12′比L11小得多。歸一化電路如圖7所示。對耦合電感進(jìn)行特殊的工藝設(shè)計(jì)，就可以達(dá)到以上的目的。為了使低壓輸出UO1的漏感較大，可使UO1的濾波繞組位于電感的內(nèi)層，而UO2的繞組位于外層，就可達(dá)到以上的目的。對于EE型鐵氧體磁芯，漏感量通常小于互感量的10％，如果兩個(gè)繞組雙線并繞，該值約為2％。

　　圖8為圖7電路的歸一化小信號模型。由于L12′較L11小得多，為簡化分析，可忽略L12′，并假設(shè)UV1、UV2為0。在圖8中，互感Lm和C2′組成主LC濾波器，而由L11和C1組成附加的LC濾波器。而如果附加的L11、C1濾波器的Q值大于1，控制環(huán)可能產(chǎn)生不穩(wěn)定。特別是如果選定15V輸出（UO2）作反饋環(huán)，雖然15V輸出控制穩(wěn)定，5V輸出（UO1）有可能在L11－C1的諧振頻率上產(chǎn)生自激。所以應(yīng)使L11、C1濾波器Q值小于1。如果選定5V（UO1）作反饋環(huán)，則電路為兩級LC電路控制，有可能產(chǎn)生180°的相移。由于Lm較大，采用電流控制方式時(shí)，將使第一節(jié)LC電路遠(yuǎn)離90°的相移，對系統(tǒng)的穩(wěn)定性十分有利。

4仿真結(jié)果

　　對無耦合和有耦合電感的兩路輸出正激變換器的仿真電路分別按圖1、圖2進(jìn)行。

　　為便于觀察，設(shè)UO1為5V、10A，UO2也為5V、10A，主控網(wǎng)絡(luò)為UO1，開關(guān)頻率f=100kHz,L1=L2=10mH，有耦時(shí)，耦合系數(shù)為0.95，電感量L11=0.5μH,且位于UO1輸出，C1=C2=3000μF,ESR1=ESR2=0.1Ω

　　仿真結(jié)果如圖9所示。

5設(shè)計(jì)實(shí)例

　　圖2電路中，輸出1：5V，20A100W

輸出2：15.8V,5A80W

歸一化輸出2：5.27V,15A80W

　　首先決定主變壓器輸出繞組和耦合電感的匝數(shù)比。

N2∶N1=(15.8＋1)∶(5＋0.6)=16.8∶5.6=3∶1(8) [!--empirenews.page--]

　　初級MOS管截止時(shí)計(jì)算電感量，占空比最?。―=0.25）時(shí)，對100kHz開關(guān)頻率，最大截止時(shí)間Δt=7.5μs，最大紋波電流ΔIm=6A（滿載電流的17％），則有：

Lm=E·Δt/ΔIm=5.6×7.5/6=7μH(9)

　　設(shè)5V輸出端的漏感為700nH（7μH的10％），附加100nH的引線電感，則L12′為11nH（=100nH/n2），則IL的分配為：

輸出1：6A·11/(800＋11)=0.08Ap?p

歸一化輸出2：6A·800/(800＋11)=5.9Ap?p

輸出2：5.9A/3=2Ap?p

　　設(shè)最小負(fù)載電流（ΔI），

　　輸出1：0.5A

　　輸出2：2A

　　最大輸出紋波（ΔU）要求

　　輸出1：0.05V(輸出的1％)

　　輸出2：0.15V（輸出的1％）

　　則

C1=(ΔI)/(8fΔU)

=0.5/(8×105×0.05)=12.5μF(10)

ESR1=ΔU/ΔI=0.05/0.5=0.1Ω(11)

C2=(ΔI)/(8fΔU)=2/(8×105×0.15)

=16.7μF(12)

ESR2=ΔU/ΔI=0.15/2=0.075Ω(13)

　　實(shí)際使用中，由于電解電容器的ESR與直徑有關(guān)，實(shí)選：

C1:10V,1000μF,0.1Ω

體積（D×H）：1.3cm×2.9cm

C2:25V，470μF，0.07Ω

體積（D×H）：1.7cm×2.9cm

　　對上述參數(shù)的試驗(yàn)電路實(shí)測結(jié)果如下：

　　輸入電壓220V，輸出1為5V、10A；輸出2為15.8V、3A。

　　5V紋波Vp?p=28mV，15.8V紋波Vp?p=80mV?！　‘?dāng)輸出1為5V、10A負(fù)載時(shí)，輸出2為15.8V的負(fù)載從1A變?yōu)?A時(shí)，其電壓從16.0V變化至15.5V，紋波則在75mV～105mV之間變化。

6幾點(diǎn)說明

　?。?）由于繞制工藝的不同，漏感將在很大范圍內(nèi)變化，為控制2％～10％的漏感范圍，最好采用罐形或環(huán)形磁芯，雙線并繞，低壓繞組在里層，或“三明治”繞法，將低壓輸出濾波繞組夾在高壓輸出濾波繞組之間，低壓輸出的紋波將大大減小。

　?。?）在前述的分析中，整流、續(xù)流對管不可能完全對稱，而兩路輸出的對管的正向壓降也會(huì)不同。這種不同只會(huì)影響輸出電壓的大小，而對紋波電流的影響，則可通過前述的“漏感”方法予以消除。

　?。?）上述“漏感”方法有時(shí)不易控制，可以用耦合電感匝數(shù)的小量變化獲得同樣的效果。對于紋波要求較小的那一路輸出的繞組匝數(shù)，可乘以1?10或1?05的系數(shù)。

　　如果另外加一個(gè)獨(dú)立的小電感，也可以獲得同樣的效果。

　　（4）上述的分析是以兩路輸出同為正電壓進(jìn)行的。如果一組輸出為負(fù)，則耦合電感的同名端應(yīng)予變化。對于雙線并繞的情況，只要將一組繞組的出端與入端對調(diào)即可。只是這種對調(diào)使兩個(gè)繞組中的電流方向相反，因而會(huì)產(chǎn)生附加的紋波電流。所以實(shí)際的繞制工藝，應(yīng)一組采用順時(shí)針方向繞制，另一組采用反時(shí)針方向繞組，這樣可獲得最佳效果。

　?。?）上述兩路輸出的分析也適用于三路或更多路輸出的情況。但首先要滿足電感的匝數(shù)比等于主變壓器的輸出繞組的匝數(shù)比，再考慮漏感對紋波的影響。

　　（6）本文分析的耦合濾波電感的原理也適用于BUCK型的半橋及全橋拓樸。但對于輔助輸出再接另一級PWM穩(wěn)壓器或磁飽和穩(wěn)壓器的拓樸形式，則特性及紋波的改善并不明顯。