寬電壓輸入半橋型LLC諧振變換器設(shè)計與實驗

摘要：半橋型LLC諧振變換器由于拓撲簡單、工作效率高而得到廣泛研究。此處針對寬電壓輸入的工作情況，采用脈沖頻率調(diào)制(PFM)，避免了傳統(tǒng)PWM控制占空比變化范圍大的問題。為了提升變換器效率，對各關(guān)鍵諧振參數(shù)進行設(shè)計，分析了其對電源輸出特性的影響，使得初級開關(guān)管實現(xiàn)零電壓開通(ZVS)，次級二極管實現(xiàn)零電流關(guān)斷(ZCS)。結(jié)合理論數(shù)學(xué)推導(dǎo)和增益曲線分析，設(shè)計了一臺100 W的變頻半橋型LLC諧振變換器樣機，并完成了相關(guān)實驗，驗證了參數(shù)設(shè)計的正確性，樣機的最大效率達到93.95%。同時對變換器進行了損耗分析，以便進一步優(yōu)化設(shè)計。

關(guān)鍵詞：變換器;寬電壓輸入;脈沖頻率調(diào)制

1 引言

半橋型DC/DC變換器廣泛用于中小功率場合。通過增大開關(guān)頻率，可有效減小電源體積和重量，但會增加開關(guān)管損耗，影響電源電能質(zhì)量及工作效率。在所有工作條件下實現(xiàn)軟開關(guān)可很好地解決上述問題。相比傳統(tǒng)諧振變換器，變頻LLC型諧振變換器由于特殊工作性能可在寬電壓輸入范圍內(nèi)方便地穩(wěn)定電壓或電流。其結(jié)構(gòu)簡單，控制方便，寄生元件亦可參與諧振過程。初級開關(guān)管可方便地實現(xiàn)ZVS，關(guān)斷電流小;次級整流二極管可實現(xiàn)ZCS，消除反向恢復(fù)時二極管損耗和振蕩。在控制方法上采用PFM，開關(guān)管占空比保持在0.5，解決了寬電壓輸入情況下占空比變化大的問題，使得開關(guān)頻率增加，從而進一步減小了變換器的體積和重量。

此處分析了變頻半橋型LLC諧振變換器的工作原理和軟開關(guān)特性，分析了參數(shù)設(shè)計對變換器性能的影響，以此為基礎(chǔ)完成了電路參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計，并通過實驗驗證了變換器設(shè)計的正確性。測試了電路的效率并完成了相應(yīng)的損耗分析。

2 LLC諧振變換器特點和參數(shù)分析

2.1 LLC諧振變換器拓撲

圖1示出半橋型LLC諧振變換器結(jié)構(gòu)。LLC諧振變換器存在兩個諧振頻率：Lr和Cr的諧振頻率

，Lr，Cr和Lm共同發(fā)生諧振頻率

。

通過仿真可知，當(dāng)諧振變換器工作頻率處于fmfr時，次級整流二極管均能實現(xiàn)ZCS。以上兩種工況無法使變換器達到最優(yōu)性能，因此不再進一步展開研究。

圖2示出半橋型LLC諧振變換器等效電路。當(dāng)次級采用半波整流電路時，折算到初級的等效電阻Re=8n2RL/π2，n為變壓器匝比。由文獻推導(dǎo)可知uab和ucd交流基波電壓eab和ecd的增益為：

為便于對電路性能分析，將式(1)中一些參數(shù)進行定義。Lm/Lr定義為諧振電感系數(shù)K，反映了電路中電感參數(shù)的性質(zhì)。

定義為品質(zhì)因數(shù)Q，反映了串聯(lián)諧振元件和負載的相互特性。由以上分析可得直流增益為：

由式(2)可知，Gdc與K，n，Q及開關(guān)頻率有著密切關(guān)系。正確地選擇參數(shù)方能保證變換器滿足一定的性能指標(biāo)。

2.2 參數(shù)分析

在n=6，fr=200 kHz，Q=0.4時，當(dāng)K較小時，fm較大，最大Gdc較高;當(dāng)K增大時，fm隨之減小，最大Gdc降低。fr不受K變化的影響。若K值選擇過大，可能導(dǎo)致不能達到最大Gdc的要求;若K值選擇過小，則Lm較小，通過Lm的電流峰值會相應(yīng)增大以維持電壓不變，增大的電流會使電感銅損增大從而降低變換器效率。選擇K時需折中考慮。

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在n=6，fr=200 kHz，K=3時，fr不隨Q的變化而變化，而fm則受到Q的影響。Q越小，fm越小，變頻器工作頻率范圍將會變寬，不利于磁性元件的工作;Q越大，fm越大，而Gdc變小，在輸入電壓較低時無法達到需要的輸出值。

在K=3，fr=200 kHz，Q=0.4時，n不影響fm的大小變化，不影響Gdc變化范圍。n越大，Gdc越大。需合理設(shè)計n，使其滿足變換器的直流增益要求。

2.3 參數(shù)設(shè)計

此處設(shè)計的變換器參數(shù)為：額定功率100 W，最大效率大于90%。最大輸入電壓Uimax=400 V，最小輸入電壓Uimin=250 V，輸出電壓Uo=36 V。相對應(yīng)的最大和最小Gdc分別為0.144和0.086。n=Uimax/(2Uo)=5.833≈6。合理設(shè)計Q，K，取fr=200kHz，使其在n=6的情況下滿足Gdc要求。

當(dāng)Q=0.4，K=3時，Gdc與fs關(guān)系如圖3所示。當(dāng)變換器工作頻率為fm時，Gdc為最大值0.149;當(dāng)變換器工作頻率為fr時，Gdc為最小值0.84。因此，當(dāng)輸入電壓從250 V變化到420 V時，fs保持在fm和fr之間，可實現(xiàn)初級開關(guān)管的ZVS及次級二極管的ZCS，從而滿足設(shè)計要求?？汕蟮酶髦C振器件參數(shù)值為Re=8n2RL/π2，Lr=QRe/(2πfr)=120.4μH，Cr=Lr/(QRe)2=5 261 pF，Lm=KLr=361.1μH。

3 實驗結(jié)果

根據(jù)以上參數(shù)，制作一臺100 W半橋LLC諧振變換器樣機，以L6599為控制芯片，分別給出不同負載時變換器主要元件工作波形及效率曲線。

圖4a，b分別示出輸入250 V，400 V的主要工作波形。其中iLr為諧振槽支路電流，uab為初級橋輸入電壓。當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化時，工作頻率fs發(fā)生相應(yīng)變化，Uo穩(wěn)定于36 V。iLr波形滯后于uab波形?？梢?，開關(guān)管可實現(xiàn)零電壓開通。

圖5a，b分別示出輸入250 V，400 V的次級兩個整流二極管電流波形。當(dāng)Uin增大時，fs升高，iVD1和iVD2的最大值變小，在一個周期內(nèi)導(dǎo)通時間增加。當(dāng)iVD1減小為零時，iVD2尚未導(dǎo)通，iVD1實現(xiàn)零電流關(guān)斷;當(dāng)iVD2減小為零時，iVD1尚未導(dǎo)通，iVD2實現(xiàn)零電流關(guān)斷。變換器實現(xiàn)零電流關(guān)斷。

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該變換器中，fs的變化影響著Gdc的變化。通過圖3可得到不同fs對應(yīng)的Gdc，得到在不同輸入電壓條件下的工作頻率。圖6示出實驗得到相應(yīng)的fs變化曲線，可見，實驗值與理論值基本吻合，變換器工作于設(shè)定工作頻率范圍內(nèi)。

4 損耗分析

對于小功率變換器，損耗對其效率的影響較大。通過合理的參數(shù)設(shè)計，LLC諧振變換器可方便地實現(xiàn)主開關(guān)管的ZVS及次級二極管的ZC S，極大地減小變換器損耗。在其他損耗方面主要源于變壓器和諧振電感的銅損和磁損，開關(guān)管的關(guān)斷損耗和驅(qū)動損耗，整流二極管的導(dǎo)通損耗。通過分析與計算可得，滿載輸出時的總損耗為10.9 W，變換器滿載時工作效率約為90.2%。

圖7a為滿載損耗比例，可得在輸出電流較小的小功率變換器中，變壓器損耗所占比例最大。其中主要為銅損，可通過改進繞制工藝盡可能減小變壓器銅損。其次為整流二極管導(dǎo)通損耗，可通過同步整流來減小帶來的損耗。圖7b為輸入電壓350 V的效率η曲線。該變換器最高效率為93.95%，達到預(yù)期目標(biāo)。在250～400 V輸入電壓工作范圍內(nèi)，滿載時η>90%，與理論計算一致。

5 結(jié)論

此處設(shè)計的半橋LLC諧振電路適用于寬電壓輸入環(huán)境，通過脈沖頻率調(diào)制，使得變換器工作頻率不再受到限制，有效地減小了變換器體積。對于小功率電源，元器件損耗會嚴重影響到整機效率。通過合理設(shè)計，該變換器可很好地實現(xiàn)軟開關(guān)，從而提升電路工作效率。

此處在分析變換器工作原理基礎(chǔ)上，分析了各關(guān)鍵參數(shù)對變換器性能的影響，并設(shè)計出一臺100 W實驗樣機進行研究。由實驗結(jié)果可見，該變換器可很好地實現(xiàn)軟開關(guān)，樣機工作效率達到93.95%，達到了預(yù)期設(shè)計目的。